移动通信及3g技术知识要点.docx

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移动通信及3g技术知识要点

1.移动通信及3g技术知识要点

1.1.基础知识：

1.1.1.移动信道

三个特点：

传达的开放性：

一切无线信道都是基于电磁波在空间传达来完成信息传达的。

接纳点天文环境的复杂性与多样性普通可将天文环境划分为以下三类典型区域：

高楼林立的城市中心繁华区；以普通性修建物为主的近郊小城镇区；以山丘、湖泊、平原为主的乡村及近郊区。

通讯誉户的随机移动性慢速步行时的通讯；高速车载时的不连续通讯。

1.1.2.电磁传达

直射波：

它指在视距掩盖区内无遮挡的传达，直射波传达的信号最强。

多径反射波：

指从不同修建物或其他物体反射后抵达接纳点传达信号，其信号强度次之。

绕射波：

从较大的山丘或修建物绕射后抵达接纳点的传达信号，其强度与反射波相当。

散射波：

由空气中离子受激后二次发射所惹起的漫反射后抵达接纳点的传达信号，其信号强度最弱。

1.1.3.三种效应

阴影效应

移动台在运动中，由于大型修建物和其他物体对电波的传输途径的阻挠而在传达接纳区域上构成半盲区，从而构成电磁场阴影，这种随移动台位置的不时变化而惹起的接纳点场强中值的坎坷变化叫做阴影效应。

阴影效应是发生慢衰落的主要缘由。

远近效应

由于接纳用户的随机移动性，移动用户与基站间的距离也是在随机的变化，假定各用户发射功率一样，那么抵达基站的信号强弱不同，离基站近信号强，离基站远信号弱。

通讯系统的非线性那么进一步减轻，出现强者更强、弱者更弱和以强压弱的现象，通常称这类现象为远近效应。

由于CDMA是一个自搅扰系统，一切用户共同运用同一频率，所以〝远近效应〞效果愈加突出。

多普勒效应

它是由于接纳的移动用户高速运动而惹起传达频率的分散而惹起的，其分散水平与用户的运动速度成正比。

多普勒频移同移动台速度波长及运动方向有关。

1.1.4.香农公式

公式：

C＝B

〔1＋S/N〕，C为信道容量，B为信号带宽，S/N为信躁比。

运用：

扩频序列应用了此公式的结论，当信道容量C不变时，提高信号带宽B可以换取较低的S/N.〔抗搅扰〕。

依据B与S/N的关系可以确定最大的信道容量。

例题：

带宽为200Khz，SNR为10db的信道的实际最大数据速率为多少？

SNR＝10db，S/N=10,B＝200Khz，C＝200000

〔1＋1000〕＝1.99Mbps

1.1.5.Log速算

记住Log2＝0.3，那么10以内的数字可以依据此值近似换算。

对可不用计算大致预算结果。

Log3

log〔3×3/3〕

log10-log3

1-log3,所以log3

0.5

Log4＝2log2

2×0.3=0.6

log5＝log〔10/2〕

1-log2=0.7

log6=log2+log3

0.3+0,5

0.8

log7介于log6与log8之间，

0.85

log8=3log2

0.9

log9=2log3

0.98

例题：

WCDMA系统中，系统传输带宽3.84M，数据速率为60k，那么系统扩频增益是（）。

〔C〕〔摘自华为«WCDMA培训多媒体系列教程»物理层习题〕

A、6dBB、7dBC、18dBD、23dB

计算：

10log〔384/6〕=10log（8×8）=10〔log8+log8〕=10×（3log2＋3log2〕＝10×〔0.9+0.9〕=18db

1.2.无线衰落：

无线衰落可分为大范围衰落和小范围衰落，其中前者包括信号经过长距离传达的效应〔几百个波长或更多〕，小范围衰落机制那么影响着接纳机左近的信号。

小范围衰落由多径传达〔时间散布特性〕和多普勒频移〔时间变化特性〕两者作用的结果。

区分表现为时间展宽〔时延拓展〕和时间变化〔多普勒展宽〕。

1.2.1.时间散布特性

时间散布特性对信道的影响―――多径传达的较大影响之一是信号的时间展宽拓展。

在时域上，从接纳机失掉的最长途径上的第一个信号到它收到最长途径上的最后一个信号，其间的时延是有限的，最大的时延拓展用Tm标识。

在频域上，时间展宽可以描画为频率相关函数，标识两个信号脉冲照应之间的相关水平，信道的信号损伤不会清楚变化的频率范围称作相关带宽。

用F0标识，与Tm成正比。

图1.时间散布对信道的影响：

a〕最大时延；b〕相关带宽。

1.2.2.时间变化特性

时间变化特性对信道的影响

在时域，用相关时间T0来标识，可以视为与信道的脉冲照应高度相关的时间长度；

在频域，信号在频率上展宽，接纳机并不是在一个频率上失掉一个信号，而是在不同的频率上失掉信号的不同局部，称为多普勒展宽，用Fd来标识，与相关时间T0成负相关的关系。

图2.时间变化对信道的影响：

a〕相关时间；b〕多普勒展宽。

1.2.3.时间色散

时延拓展和相关带宽是描画本地信道时间色散特性的两个参数。

前者是描画时域，后者是描画频域的参数，两者成正比关系。

时延拓展：

了解：

多径效应在时域的表现方式，延迟拓展小于符号周期，那么发作平整衰落，延迟扩展大于符号周期，那么发作频率选择性衰落。

时延拓展越小越好。

时延拓展招致码间搅扰，可以经过平衡技术来补偿。

相关解析：

多普勒频移同移动台速度波长及运动方向有关，与无线电波入射方向角之间的夹角有关，假定移动台朝向入射波方向运动，那么频移为正，反之那么负。

信号经不同方向传达，其多径重量形成接纳机信号的多普勒分散，因此添加了信号带宽。

公式：

，

为源端与目的端与入射波的夹角。

例题：

假定某信号载频为1850mhz，一汽车以26.82m/s的速度运动，计算假定汽车沿直线背向发射机运动，以及汽车运动方向同入射波方向成直角时的接纳机载波频率。

＝1850Mhz所以波长

＝C/

=0.162m,车速v=26.82m/s

当背向发射机运动时，多普勒频移为负，所以此时载波频率为

＝

＝1850×

－26.82/0.162=1849.999834HZ

当汽车运动方向与入射波方向成直角时，

＝90，

＝0，此时没有多普勒频移。

1.3.损耗分类：

1.3.1.途径传达损耗

又称衰耗，它是指电波在空间传达所发生的损耗，它反映了传达在微观大范围（即公里量级）的空间距离上的接纳信号电平平均值的变化趋向。

以下给出自在空间传达损耗公式，作为了解的内容。

Ｌｂｓ＝３２．４５＋２０ｌｇＦＭＨｚ＋２０ｌｇＤｋｍ式中，Ｌｂｓ称为自在空间的途径传达损耗。

　　区分将ＰＨＳ１９００、３ＧＨｚ的频率ｆ取９００、２４００〔３Ｇ系统最高任务频率到２．４ＧＨｚ〕，可知：

在相反空间距离条件下，２．４ＧＨｚ信号的空间损耗比ＰＨＳ１９００约大２ｄＢ。

1.3.2.慢衰落损耗

它是由于在电波传输途径上遭到修建物及山丘等的阻挠所发生的阴影效应而发生的损耗。

它反映了中等范围内数百波长量级接纳电平的均值变化而发生的损耗，其变化率较慢故又称为慢衰落，由于慢衰落表示接纳信号的临时变化，所以又称临时衰落〔long-term-fading〕普通以为慢衰落契合对数正态散布：

1.3.3.快衰落损耗

它主要由于多径传达而发生的衰落，由于移动体周围有许多散射、反射和折射体，惹起信号的多径传输，使抵达的信号之间相互叠加，其分解信号幅度表现为快速的坎坷变化，它反映微观小范围内数十波长量级接纳电平的均值变化而发生的损耗，其变化率比慢衰落快，故称它为快衰落。

深衰落点在空间上的散布是近似的相隔半个波长。

因其场强听从瑞利散布，又称为瑞利衰落，衰落的振幅、相位、角度随机。

细心划分快衰落又可分为以下三类：

空间选择性衰落、频率选择性衰落、时间选择性衰落。

所谓选择性是指在不同的空间，不同的频率和不同的时间其衰落特性是不一样的。

空间选择性衰落

多径信号抵达天线阵列的抵达角度的展宽称为角度扩展。

角度展宽给出信号的主要能量的角度范围，发生空间选择性衰落。

空间选择性衰落用相关距离ΔR描画，其中λ为波长；φ为天线分散角。

相关距离为两根天线上的信道照应坚持强相关时的最大空间距离。

相关距离越短，角度扩展越大；反之，相关距离越长，角度扩展越小。

接纳天线距离小于相关距离，信号的相关性很好，信道的衰落特性平整；大于相关距离，信号的相关性变差，信道呈空间选择性衰落。

频率选择性衰落

假定发射端发射的是一个时间宽度极窄的脉冲信号，经过多径信道后，由于各信道时延的不同，接纳端接纳到的信号为一串脉冲，即接纳信号的波形比原脉冲展宽了。

这种由于信道时延惹起的信号波形的展宽称为时延扩展。

时延扩展发生频率选择性衰落。

频率选择性衰落用相关带宽ΔB描画，其中

Tm为时延扩展。

ΔB＝1/

相关带宽为信道在两个频移处的频率照应坚持强相关时的最大频率差。

相关带宽越小，时延扩展越大；反之，相关带宽约大，时延扩展越小。

传输带宽小于相关带宽，信号的相关性很好，信道的衰落特性平整；大于相关带宽，信号的相关性变差，信道呈频率选择性衰落。

另一个描画多径时延扩展的参数是最大时延扩展Δm（xdB），定义为比中转信号功率下降xdB的多径信号的相对时延。

不存在中转信号的状况下，可以是最强的多径信号的功率。

时间选择性衰落

由于移动用户与基站的相对运动，每个多径波都会有一个清楚的频率移动。

由运动惹起的接纳信号频率的移动称为多普勒频移fD，它与移动用户的运动速度成正比。

其中v为移动台的运动速度；λ为无线电波长；θ为电波和移动台运动的夹角。

多普勒扩展是一种由于多普勒频移现象惹起的衰落进程的频率分散，又称时间选择性衰落。

时间选择性衰落用相关时间ΔT描画，

其中B为最大多普勒频移。

1.4.抗衰方法：

1.4.1.扩频：

扩展了信道带宽，克制窄带信号的频率选择性衰落特性。

图5扩频原理

1.4.2.Rake：

CDMA扩频码在选择时就要求它有很好的自相关特性。

这样，在无线信道中出现的时延扩展，就可以被看作只是被传信号的再次传送。

假设这些多径信号相互间的延时超越了一个码片的长度〔wcdma一个码片继续时间0.26us〔78m〕，这在无线环境外面是很容易完成的〔郊区的典型值是1到2us〕〕，那么它们将被CDMA接纳机看作是互不相关的有用的信号。

中心：

多径，延时，克制频率选择性衰落。

图6.Rake接纳机

1.4.3.交织：

交织可以在不附加义务开支的状况下，使系统取得时间分集。

对立时间选择性衰落。

重要特点是将突发性误码延续错误变成了随机性的独立过失。

它的缺陷是有形成系统延时，交织的区间越大，其抗误码功用越好，但带来的延时也越大，需求平衡两者之间的关系。

举例：

交织矩阵为：

01061116

02071217

03081318

04091419

05101520

按列写入，假定原始信息序列是：

0102030405060708091011121314151617181920假定突发性错误是07080910

按行读出，解码以后的信息序列为：

0106111602071217030813180409141905101520，错误特性随机化了。

1.4.4.平衡：

补偿时分信道中由于多径效应而发生的码间搅扰。

主要指对信道中幅度和延迟停止补偿。

平衡器的效果是补偿信道的频率选择性，使衰落趋于平整、相位趋于线性。

平衡器不能抵销平衰落。

信道时域照应f（t），平衡器时域照应heq（t），希望平衡后的信道照应为：

g（t）=f*（t）⊗heq（t）=δ（t）

就有：

Heq（f）F*（-f）=1

Heq（f）为平衡器频域照应，F（f）为信道频域照应。

平衡器是传输信道的逆滤波器；

由于传输信道的时变性，平衡器必需是参数可变的自顺应平衡器；

1.4.5.分集：

空间分集：

空间发射分集、空直接纳分集。

极化分集：

应用水平重量和垂直重量的不相关性。

频率分集：

宽带信号。

时间分集：

以超越信道相关时间的时间距离重复发射信号。

分集的三种主要兼并方式：

最大比兼并、选择比兼并、等增益兼并。

●选择式兼并：

选择最好的支路作为输入，其它支路丢弃。

●等增益兼并：

调整各个支路主径的相位，使之同相，然后停止等增益相加。

●最大比兼并：

调整各个支路的相位，使之同相，然后依照各个支路的信噪比数值停止加权相加。

1.4.6.信道编码：

目的：

信道编码是为了保证信息传输的牢靠性、提高传输质量而设计的一种编码。

它是在信息码中添加一定数量的多余码元，使码字具有一定的抗搅扰才干。

实质：

信道编码实践上是以降低信息的传输效率为代价来添加码字的抗搅扰才干。

CRC：

是一种循环码，用于检错。

具有很强的检错才干，而且编码器及译码器都很容易完成。

卷积编码：

编码方法可以用卷积运算方式表达，输入比特k，输入比特n，编码率R＝k/n。

Turbo编码：

Turbo码采用几项关键技术措施，交织技术、级联码技术、软输入技术、迭代技术，其功用十分优秀，很好地运用了随机性编译码的条件，从而取得了简直接近香农实际极限的译码功用。

〔对立误码〕但最大的缺陷在于设备复杂度和译码的时延。

3GPP选用turbo码作为各类非实时业务高速数据的纠错编码。

1.5.衰落曲线：

1.5.1.瑞利散布：

当发射机和接纳机之间没有很强的视距传达途径时，瑞利散布是一个很好的信道传达模型。

它可以适外地表示郊区中的信道条件，其中大楼会阻碍视距传达途径，而且信号被各种物体反射后，在接纳端时间上被展宽。

在时域中，瑞利衰落在40dB或更深的槽之间有不高于10dB的周期峰值〔深度衰落〕〔如图3a〕。

在频域中，瑞利散布生成一条U形曲线〔如图3b〕。

密集散射模型可以用来描画蜂窝通讯的状况，这意味着多径信号的幅度将出现瑞利散布，而抵达角度〔多径相位〕将出现正态散布。

图3.瑞利散布：

a〕时域；b〕频域。

1.5.2.莱斯散布：

在乡村环境中，阻碍信号物体较少，多径信号包括一条很强的视距传达途径以及大批的反射途径，频谱功率呈莱斯〔Rician〕散布。

直射途径的抵达角度和直射途径与其它途径之间的功率之比相结合，决议了来自直射途径能量对多径衰落的正态瑞利模型会有多大影响。

频域中的图看起来象瑞利散布，但是直射途径惹起的频移处，功率有一个峰值。

图4.莱斯散布〔频域〕。

1.6.传达模型：

Okumura模型：

预测城区信号时普遍运用此模型。

为成熟的蜂窝和陆地移动无线系统途径损耗提供最复杂和最准确的处置方案。

模型可以表示为：

传达途径损耗值的50％，Lf自在空间传达损耗，Amu自在空间中值损耗，

和

为基站天线高度增益因子和移动天线高度增益因子，最后一项为环境类型的增益。

作为修正，Okumura-Hata模型频率范围为150Mhz到1500Mhz，以郊区传达损耗为规范，其他低于在此基础上停止修正。

Walfish-Ikegami模型：

思索了屋顶和修建物高度的影响，用来估量800－2000Mhz城区、密集城区环境的预测。

Cost231-Hata模型用来估量1500－2000Mhz的宏蜂窝〔1－20km〕预测。

例题：

经典传达模型中适用于150-1500MHz宏蜂窝预测，适用于800-2000MHz城区、密集郊区环境预测；适用于1500-2000MHz宏蜂窝预测。

〔A〕

A、Okumura-Hata、Walfish-Ikegami、Cost231-Hata；

B、Cost231-Hata、Walfish-Ikegami、Okumura-Hata；

C、Walfish-Ikegam、Okumura-Hata、Cost231-Hata。

1.7.通讯模型：

有效性：

占用尽能够少的资源〔频段、时隙、功率〕传送尽能够多的信源信息。

牢靠性：

传输中抵抗各类可观自然搅扰的才干。

平安性：

平安保密功用。

2.第3代移动通讯

2.1.基本知识：

2.1.1.ARFCN

频率信道号ARFCN＝载波频率×5。

如华为频点为2132.4,那么ARFCN号：

2132.4×5＝10662。

2.1.2.EcIo

定义：

CPICH上接纳的每个码片能量与频带功率密度的比值，它等于CPICH上测量的接纳信号码功率RSCP除以信道带宽内接纳到的全部功率RSSI。

公式：

EcIo＝RSCP/RSSI.

公共导频信道〔CPICH〕的Ec/Io的测量主要用于切换的判别。

2.1.3.载干比C/I

定义：

又称宽带信干比，指信号功率与搅扰的比值。

在WCDMA系统中，由于有了扩频和解扩，所以要求的载干比C/I远小于GSM等系统。

公式：

C/I=Eb/No–处置增益

例如：

WCDMA系统中，关于语音业务，Eb/No的典型值为5dB，处置增益为25dB，那么

C/I=Eb/No–处置增益=5dB-25dB=-20dB，即信号功率可以比搅扰功率低20dB。

2.1.4.相邻信道走漏比ACLR

定义：

ACLR为发射机的关键射频参数，它是表示发射功率允许走漏到第一或第二临近载波的数值，单位：

dB。

如下图。

ACLR1ACLR2

fnfn+1fn+2

2.1.5.手机标识

RNTI

RNTI称为无线网路暂时标识，分为C-RNTI、U-RNTI等；

C-RNTI：

在一个小区内标识有RRC衔接的UE；

U-RNTI：

在UTRAN内标识有RRC衔接的UE，U-RNTI=SRNCID+S-RNTI;

MSISDN

MSISDN又称为移动台国际身份号码，MSISDN＝CC+NDC+SN，

其中：

CC＝国度码3位〔中国为＋86〕

NDC＝国际目的地码7位〔前3位识别网号，后4位识别归属区〕

SN＝用户号码

例如：

＋86139********

IMSI

IMSI称为国际移动用户识别码，在WCDMA网络中独一的识别一个移动用户的号码

IMSI＝MCC＋MNC＋MSIN，

其中：

MCC－移动国度号码3位〔中国为460〕

MNC－移动网号2位或3位

MSIN－移动台识别号

TMSI

为了对IMSI保密，VLR给来访移动用户分配一个TMSI号码，它仅在本地运用。

P-TMSI

为了对IMSI保密，SGSN给来访的GPRS移动用户分配一个独一的P-TMSI号码，它仅在本地运用。

2.1.6.网络标识

位置区标识LAI

由3局部组成，LAI＝MCC＋MNC＋LAC

其中：

LAC为位置区编码

路由区标识RAI

路由区标识由位置区标识LAI加上路由区编码RAC组成，即：

RAI=MCC+MNC+LAC+RAC。

2.1.7.多径分集

WCDMA系统中，多径重量之间的时间差要大于一个码片的长度，接纳机才干将多径重量区分开来。

WCDMA的码片速率为3.84Mchip/s，码片长度为速率的倒数，即：

1÷3840000chip/s＝0.26us，所以多径重量之间的时间差为0.26us；

多径重量之间的长度差＝光速÷码片速率＝3.0×108m/s÷3840000chip/s＝78m；

2.2.基础概念：

2.2.1.帧结构：

一个无线帧的速率为3.84Mchip/s、时间为帧长10ms、分15个时隙，详细每个信道类型有不同的时隙外部信息结构。

信息比特同速率之间的几个关系式如下：

每个时隙的传送信息比特：

;其中K与扩频因子之间的关系：

SF＝256/

复杂记忆如下：

每个时隙传送比特×15×SF＝3840000。

例题：

以下选项满足公用下行物理信道扩频因子SF与相关每时隙承载比特数关系的是〔C〕

A.12880

B.12840

C.12820

D.12810

解答：

一个无线帧分15个时隙，所以每个时隙比特×SF＝3.84M/15=2560，所以SF与每时隙承载比特数之间的乘积应该等于2560。

2.2.2.OVSF码树：

举例而言，从左往右看，关于选定Cch2.1作为扩频码，那么Cch4.2不能再作为扩频码。

从右往左看，加中选定Cch4.0作为扩频码，那么Cch2.0不能再作为扩频码。

这可以总结成一种码的选择规那么，只需满足以上选取原那么的码彼此之间是正交的。

不同的SF对应了不同的业务速率。

SF越大，基本信息速率越小。

系统可以经过改动SF，可以相应调整业务速率。

2.2.3.地址码：

用户地址码：

下行长扰码区分用户，各扰码的自相关性良好。

基站地址码：

下行用扰码区分基站的不同扇区〔小区〕，主扰码primaryscramblingcode。

信道地址码：

上下行OVSF码区分不同信道，不同业务速率对应不同的SF。

见下表。

2.3.重要计算：

2.3.1.扩频增益：

定义：

标识扩频系统解扩之后信躁比的改善水平，也可以表示为发送端码元扩展的倍数或许信号带宽扩展的倍数。

公式：

，其中

为扩频后chip的速率，

为扩频前的bit速率

例题：

WCDMA系统中，系统传输带宽3.84M，数据速率为60k，那么系统扩频增益是（）。

〔C〕〔摘自华为«WCDMA培训多媒体系列教程»物理层习题〕

A、6dBB、7dBC、18dBD、23dB

计算：

〔384/6〕=10

log（64）=18db

2.3.2.搅扰容限：

解析：

表示载正常任务的条件下，接纳机输入端所能接受的搅扰比信号高出的分贝数值,它直观反映了扩频系统接纳机所允许的搅扰最大强度值。

公式：

，其中

为实践传输途径损耗

例：

某扩频系统G＝21db，

＝5db，10log〔S/N〕＝6db，那么有M＝21－5－6＝10db，说明该扩频系统最大接受搅扰为10db，即允许最大搅扰比信号强10倍。

2.3.3.扩频因子：

SF＝

，其中

为扩频后chip的速率，

为扩频前的bit速率；取

后称为扩频增益。

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