现代电力电子技术论文.docx

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现代电力电子技术论文

西安理工大学

研究生课程论文/研究报告

课程名称：

《现代电力电子技术》

任课教师：

论文/研究报告题目：

设计一台额定功

率为1KW的高功率因数直流电源

完成日期：

2014年11月13日

学科：

电气工程

学号：

姓名：

成绩：

设计要求

输入：

单相，工频，220V，电网波动±5%。

输出：

直流40V，1KW，负载变化范围在100%～20%之间，超载20%，可运行10S。

输出电压稳定度在±3%，纹波系数不大于2%，电网输入实现高功率因数（PF>0.95）。

要求：

设计主电路及控制电路及控制策略，选用适当的仿真软件经行仿真。

技术路线

根据本次设计的具体需求，可以采用中功率直流电源的设计，考虑到设计中对PFC的要求，最终采用如图1所示的两级电路模式。

图1所示的电路中单相交流220V输入经单相无控整流模块后进入前级PFCBoost升压电路，这样一方面可以使功率因数达到0.95以上，另一方面将直流母线电压升高至390V，为移相全桥电路工作提供足够高的输入电压，使其正常工作。

而后再经过降压斩波DC/DC变换电路最终输出直流40V电压。

图1

主要内容

本文主要进行以下几方面的工作：

（1）PFCBoost升压电路工作原理及控制器的设计。

（2）降压斩波DC/DC变换电路及控制器的设计。

（3）本次设计的主电路，并根据设计要求确定参数。

（4）利用Matlab进行仿真。

一、PFCBoost升压电路设计与仿真

1.1PFCBoost升压电路工作原理

图2

如图2所示，为含PFC控制环节的Boost电路。

当电感电流连续工作时，有两种开关状态。

开关状态1：

控制电路发出驱动使开关管T导通，二极管D承受反压截止。

L两端电压为VS，电感电流iL线性增长，因此当t=DTS时，电感电流达到最大值。

在输出侧，由电容C为负载供电。

开关状态2：

控制电路发出驱动使开关管T截止，二极管正向导通，L两端电压为VS-VO，因VS

电路正常工作时，即在开关周期内重复开关状态1、2，通过控制占空比D的大小，使电感电流在一个周期内跟踪输入电压波形的上升、下降趋势，即可达到功率因数校正的目的。

PFC控制是典型的双环控制，内环为电流环，外环为电压环。

电流内环负责控制电感电流波形正弦跟踪输入电压波形，电压外环负责控制输出电压的稳定。

控制电路主要包括：

电压误差放大器VAR、乘法器、电流误差放大器CAR、比较器及驱动电路。

其中电压误差放大器VAR即为电压外环的校正环节（即电压环控制器），电流误差放大器CAR即为电流内环的校正环节（即电流环控制器）

VO*为输出电压给定，与实际输出VO比较并经VAR后输出一直流量K，︱VS︱为整流后的输入电压前馈，目的是提供一个电流给定的正弦参考波形，乘法器输出ir=K︱VS︱即为电流内环的电感电流给定量，ir与电感电流iL比较并经CAR后的输出便作为开关管T的PWM驱动控制电压Vr，Vr与我们设定的频率恒定的三角波比较后生成驱动信号VG。

在电压外环控制时，当VOVO*时，K减小。

在电流内环控制时，当iL

1.2PFCBoost升压电路仿真及波形

根据原理图图2在Matlab中搭建如图3所示的仿真模型

图3

1.母线电压波形

图5

图5为前级PFC输出的母线电压波形，其中图5右图是将母线电压放大后的波形，可以看到有峰值为5V左右的二次纹波脉动，这符合设计的要求，可以充当后级DC/DC电路的输入电压。

2.电感电流跟踪输入电压波形

图4

图4为电感电流跟踪输入电压波形，为了方便比较，将电压波形幅值缩小60倍。

在此仿真中，设定的功率为1kW，输出电压为400V，绿色线条为电压波形，蓝色线条为电流波形。

从图4中可以看出，电感电流波形与电压波形非常接近，这说明电路的功率因数很大，而THD却很小。

2、Buck变换器设计与仿真

2.1Buck变换器工作原理

图6

Bukc变换器的基本电路结构如图6所示。

电路由开关管S、续流二极管D、滤波电感L、滤波电容C、输入电源Ui以及负载R构成。

通常采用全控型开关器件作为变换器的开关,为了使开关管工作在开关状态,在其控制端施加周期一定、高电平存在时间可调的驱动脉冲信号。

当开关导通时,电感L开始储能,电感电流iL呈线性上升,二极管D因反向偏压而截止,电容C充电。

当开关截止时,电感L开始释放能量而两端电压极性被反转,这样使得二极管D因正向偏压而导通,电感电流iL呈线性下降,并将能量供应给负载端,使负载电压极性不变且比较平直。

2.2Buck变换器设计

图7

根据原理图图6，电路使用一个全控性器件，主要负责将前级输入的390V左右的高电压降至稳定的40V电压，同时保证输出的电能质量符合设计要求。

2.2.1Buck变换器控制器设计

图8

如图8所示，为Buck变换器的控制框图，HV是电压环控制器，Fm是占空比生成函数，Rs是反馈采样环节，本次选择电压霍尔元件来进行采样反馈，变比为1/8。

同时，Fm选择1/5。

2.3Buck变换器仿真及波形

图9

图9为Buck电路的仿真图。

通过此电路仿真可以验证PI控制器的控制效果、系统的稳定性及输出电压波形质量。

输出电压波形

图10

图10为本次设计的最终输出电压，从图中可以看到输出电压波形最终在40V左右达到稳定，基本符合设计要求。

3、主电路设计及元件参数的确定

3.1主电路设计

Boost升压电路的输出电压一般设置为高于最大输入电压峰值的5%—10%，因为要求中电网的的波动为±5%，最高输入电压为单相交流231V，因此设置前级输出电压为390V。

图10即为高功率因数直流电源主电路图。

图10

3.2元件参数的确定

1.前级电路输入电感L

电感会抑制电流的突变，因此输入电感L主要影响输入高频纹波电流的大小，对于电感L的求取有以下关系式：

P按最大输入功率1kW计算，Vin（min）是最小输入电压187V，Ipk是输入峰值电流，I代表电流纹波峰峰值，一般认为它是Ipk的20%，D是占空比，D1表示在输入电压最小时的占空比。

fs是开关频率30kHz，Vo1如图10所示为直流母线电压，因此通过计算可得:

L=2.1×10-4H。

2.前级电路输出电容C

前级电路的输出电容C也就是指直流母线电容，因为前级电路可以看做是后级电路稳定的电压源，因此C的取值直接关系到输出电压二次纹波的大小。

C的取值有如下关系式：

Vo1（min）是母线最小电压，考虑到后级的变压比、占空比及输出电压限制，Vo1（min）选为370V左右，t是指电容的典型维持时间，一般取15～50ms。

经过计算得：

C=1970uF。

3.前级二极管RC缓冲电路

二极管关断时电流突然截止为0，会产生很大的di/dt，导致两端电压过高如不加二极管缓冲可能会造成二极管击穿，即使二极管没有损坏，对于30k的高频开断来说对器件的寿命也有很大影响。

故选择RC电路作为其缓冲电路。

RC缓冲电路主要是根据加入电容后会抑制突然增加的电压，当过电压消除后，电容C中的能量又通过电阻R的回路释放掉。

这种电路一般要求电阻R上产生的能量小于120W，且假设电容C在一个开关周期3倍RC时间常数以内将能量释放完毕，因此有以下等式关系：

经计算可得R=50Ω,C=4700pF

4.后级输出电感Lr

输出电感Lr要保证在输出最小电流的情况下电感电流仍要保持连续。

查阅文献给出了计算公式：

最终取值只要大于所求的值即可，选择Lr=8.5uH。

5.后级输出电容Cr

输出电容Cr主要影响输出电压的纹波大小，电容取的越大，输出电压纹波幅值越小，具体计算公式如下：

最终选择C=0.9F。

6.开关管

前级Boost电路和后级降压斩波DC/DC变换电路稳定工作时开关管均承受390V左右的电压，考虑到开断反向尖峰电压一般升为为2倍左右，开关管需要承受近800V的电压，流过开关管的电流均接近6A，也考虑2倍以上的裕量。

7.主电路二极管

二极管的选择要求与上面提到的开关管的参数相近，但是考虑到二极管关断时会产生较大的di/dt，实际电路工作时，如果此二极管发生过压或过流导致损坏，将可能直接导致开关管及其驱动的损坏，因此可将二极管的裕度取大一些。

4、总结

在本次设计中通过对PFCBoost升压电路及Buck变换器的控制基本实现了设计的要求，在设计过程积累了电力电子电路仿真、参数选取的宝贵经验。