uUN´、图6-7三相桥式PWM型逆变电路
uVN´和uWN´的PWM波形只有±Ud/2两种电平，uUV波形可由uUN´-uVN´得出，当1和6通时，uUV=Ud，当3和4通时，uUV=－Ud，当1和3或4和6通时，uUV=0。
波形见图6-8。
输出线电压PWM波由±Ud和0三种电平构成，负载相电压PWM波由（±2/3）Ud、（±1/3）Ud和0共5种电平组成。
图6-8三相桥式PWM逆变电路波形
防直通死区时间：
同一相上下两臂的驱动信号互补，为防止上下臂直通造成短路，留一小段上下臂都施加关断信号的死区时间。
死区时间的长短主要由器件关断时间决定。
死区时间会给输出PWM波带来影响，使其稍稍偏离正弦波。
特定谐波消去法（SelectedHarmonicEliminationPWM—SHEPWM）：
计算法中一种较有代表性的方法，图6-9。
输出电压半周期内，器件通、断各3次（不包括0和π），共6个开关时刻可控。
为减少谐波并简化控制，要尽量使波形对称。
首先，为消除偶次谐波，使波形正负两半周期镜对称，即：
（6-1）
图6-9特定谐波消去法的输出PWM波形
其次，为消除谐波中余弦项，使波形在半周期内前后1/4周期以π/2为轴线对称。
（6-2）
四分之一周期对称波形，用傅里叶级数表示为：
（6-3）
式中，an为
图6-9，能独立控制a1、a2和a3共3个时刻。
该波形的an为
（6-4）
式中n=1,3,5,…
确定a1的值，再令两个不同的an=0，就可建三个方程，求得a1、a2和a3。
消去两种特定频率的谐波：
在三相对称电路的线电压中，相电压所含的3次谐波相互抵消，可考虑消去5次和7次谐波，得如下联立方程：
（6-5）
给定a1，解方程可得a1、a2和a3。
a1变，a1、a2和a3也相应改变。
一般，在输出电压半周期内器件通、断各k次，考虑PWM波四分之一周期对称，k个开关时刻可控，除用一个控制基波幅值，可消去k－1个频率的特定谐波，k越大，开关时刻的计算越复杂。
除计算法和调制法外，还有跟踪控制方法，在6.3节介绍
（2）异步调制和同步调制
载波比——载波频率fc与调制信号频率fr之比，N=fc/fr。
根据载波和信号波是否同步及载波比的变化情况，PWM调制方式分为异步调制和同步调制：
1、异步调制
异步调制——载波信号和调制信号不同步的调制方式。
通常保持fc固定不变，当fr变化时，载波比N是变化的。
在信号波的半周期内，PWM波的脉冲个数不固定，相位也不固定，正负半周期的脉冲不对称，半周期内前后1/4周期的脉冲也不对称。
当fr较低时，N较大，一周期内脉冲数较多，脉冲不对称的不利影响都较小，当fr增高时，N减小，一周期内的脉冲数减少，PWM脉冲不对称的影响就变大。
因此，在采用异步调制方式时，希望采用较高的载波频率，以使在信号波频率较高时仍能保持较大的载波比。
2、同步调制
同步调制——N等于常数，并在变频时使载波和信号波保持同步。
基本同步调制方式，fr变化时N不变，信号波一周期内输出脉冲数固定。
三相，公用一个三角波载波，且取N为3的整数倍，使三相输出对称。
为使一相的PWM波正负半周镜对称，N应取奇数。
当N=9时的同步调制三相PWM波形如图6-10所示。
fr很低时，fc也很低，由调制带来的谐波不易滤除，fr很高时，fc会过高，使开关器件难以承受。
为了克服上述缺点，可以采用分段同步调制的方法。
3、分段同步调制
把fr范围划分成若干个频段，每个频段内保持N恒定，不同频段N不同。
在fr高的频段采用较低的N，使载波频率不致过高，在fr低的频段采用较高的N，使载波频率不致过低。
图6-11，分段同步调制一例。
为防止fc在切换点附近来回跳动，采用滞后切换的方法。
同步调制比异步调制复杂，但用微机控制时容易实现。
可在低频输出时采用异步调制方式，高频输出时切换到同步调制方式，这样把两者的优点结合起来，和分段同步方式效果接近。
图6-10同步调制三相PWM波形
图6-11分段同步调制方式举例
（3）规则采样法
按SPWM基本原理，自然采样法中要求解复杂的超越方程，难以在实时控制中在线计算，工程应用不多。
规则采样法特点：
工程实用方法，效果接近自然采样法，计算量小得多。
规则采样法原理：
图6-12，三角波两个正峰值之间为一个采样周期Tc。
自然采样法中，脉冲中点不和三角波一周期中点（即负峰点）重合。
规则采样法使两者重合，每个脉冲中点为相应三角波中点，计算大为简化。
三角波负峰时刻tD对信号波采样得D点，过D作水平线和三角波交于A、B点，在A点时刻tA和B点时刻tB控制器件的通断，脉冲宽度δ和用自然采样法得到的脉冲宽度非常接近。
图6-12规则采样法
规则采样法计算公式推导：
正弦调制信号波公式中，a称为调制度，0≤a<1；ωr为信号波角频率。
从图6-12因此可得：
（6-6）
三角波一周期内，脉冲两边间隙宽度
（6-7）
三相桥逆变电路的情况：
通常三相的三角波载波公用，三相调制波相位依次差120º，同一三角波周期内三相的脉宽分别为δU、δV和δW，脉冲两边的间隙宽度分别为δ´u、δ´v和δ´w，同一时刻三相正弦调制波电压之和为零，由式（6-6）得
（6-8）
由式（6-7）得:
（6-9）
故由式（6-8）可得：
（6-10）
故由式（6-9）可得：
（6-11）
利用以上两式可简化三相SPWM波的计算
（4）PWM逆变电路的谐波分析
使用载波对正弦信号波调制，产生了和载波有关的谐波分量。
谐波频率和幅值是衡量PWM逆变电路性能的重要指标之一。
分析双极性SPWM波形：
同步调制可看成异步调制的特殊情况，只分析异步调制方式。
分析方法：
不同信号波周期的PWM波不同，无法直接以信号波周期为基准分析，以载波周期为基础，再利用贝塞尔函数推导出PWM波的傅里叶级数表达式，分析过程相当复杂，结论却简单而直观。
1、单相的分析结果：
不同调制度a时的单相桥式PWM逆变电路在双极性调制方式下输出电压的频谱图如图6-13所示。
其中所包含的谐波角频率为
式中，n＝1，3，5，…时，k=0，2，4，…；n=2，4，6，…时，k=1，3，5，…。
可以看出，PWM波中不含低次谐波，只含有角频率为ωc，及其附近的谐波，以及2ωc、3ωc等及其附近的谐波。
在上述谐波中，幅值最高影响最大的是角频率为ωc的谐波分量。
图6-13单相PWM桥式逆变电路输出电压频谱图
2、三相的分析结果：
三相桥式PWM逆变电路采用公用载波信号时不同调制度a时的三相桥式PWM逆变电路输出线电压的频谱图如图6-14所示。
在输出线电压中，所包含的谐波角频率为
式中，n=1，3，5，…时，k=3（2m-1）±1，m=1，2，…；
6m+1，m=0，1，…；
n=2，4，6，…时，k=6m-1，m=1，2，…。
和单相比较，共同点是都不含低次谐波，一个较显著的区别是载波角频率ωc整数倍的谐波被消去了，谐波中幅值较高的是ωc±2ωr和2ωc±ωr。
图6-14三相桥式PWM逆变电路输出线电压频谱图
SPWM波中谐波主要是角频率为ωc、2ωc及其附近的谐波，很容易滤除。
当调制信号波不是正弦波时，谐波由两部分组成：
一部分是对信号波本身进行谐波分析所得的结果，另一部分是由于信号波对载波的调制而产生的谐波。
后者的谐波分布情况和SPWM波的谐波分析一致。
（5）提高直流电压利用率和减少开关次数
直流电压利用率——逆变电路输出交流电压基波最大幅值U1m和直流电压Ud之比。
提高直流电压利用率可提高逆变器的输出能力；减少器件的开关次数可以降低开关损耗；正弦波调制的三相PWM逆变电路，调制度a为1时，输出相电压的基波幅值为Ud／2，输出线电压的基波幅值为
，即直流电压利用率仅为0.866。
这个值是比较低的，其原因是正弦调制信号的幅值不能超过三角波幅值，实际电路工作时，考虑到功率器件的开通和关断都需要时间，如不采取其他措施，调制度不可能达到1。
采用这种调制方法实际能得到的直流电压利用率比0.866还要低。
1、梯形波调制方法的思路
采用梯形波作为调制信号，可有效提高直流电压利用率。
当梯形波幅值和三角波幅值相等时，梯形波所含的基波分量幅值更大。
梯形波调制方法的原理及波形，见图6-15。
梯形波的形状用三角化率s=Ut/Uto描述，Ut为以横轴为底时梯形波的高，Uto为以横轴为底边把梯形两腰延长后相交所形成的三角形的高。
s=0时梯形波变为矩形波，s=1时梯形波变为三角波。
梯形波含低次谐波，PWM波含同样的低次谐波，低次谐波（不包括由载波引起的谐波）产生的波形畸变率为δ。
图6-16，δ和U1m/Ud随s变化的情况。
图6-17，s变化时各次谐波分量幅值Unm和基波幅值U1m之比。
s=0.4时，谐波含量也较少，δ约为3.6%，直流电压利用率为1.03，综合效果较好。
图6-15梯形波为调制信号的PWM控制
梯形波调制的缺点：
输出波形中含5次、7次等低次谐波。
实际使用时，可以考虑当输出电压较低时用正弦波作为调制信号，使输出电压不含低次谐波；当正弦波调制不能满足输出电压的要求时，改用梯形波调制，以提高直流电压利用率。
图6-16s变化时的d和直流电压利用率图6-17s变化时的各次谐波含量
2、线电压控制方式（叠加3次谐波）
对两个线电压进行控制，适当地利用多余的一个自由度来改善控制性能。
目标——使输出线电压不含低次谐波的同时尽可能提高直流电压利用率，并尽量减少器件开关次数。
直接控制手段仍是对相电压进行控制，但控制目标却是线电压。
相对线电压控制方式，控制目标为相电压时称为相电压控制方式。
在相电压调制信号中叠加3次谐波，使之成为鞍形波，输出相电压中也含3次谐波，且三相的三次谐波相位相同。
合成线电压时，3次谐波相互抵消，线电压为正弦波。
如图6-18所示。
鞍形波的基波分量幅值大。
除叠加3次谐波外，还可叠加其他3倍频的信号，也可叠加直流分量，都不会影响线电压。
图6-18叠加3次谐波的调制信号
3、线电压控制方式（叠加3倍次谐波和直流分量）：
叠加up，既包含3倍次谐波，也包含直流分量，up大小随正弦信号的大小而变化。
设三角波载波幅值为1，三相调制信号的正弦分别为urU1、urV1和urW1，并令：
（6-12）
则三相的调制信号分别为
（6-13）
图6-19线电压控制方式举例
不论urU1、urV1和urW1幅值的大小，urU、urV、urW总有1/3周期的值和三角波负峰值相等。
在这1/3周期中，不对调制信号值为-1的相进行控制，只对其他两相进行控制，因此，这种控制方式也称为两相控制方式。
优点：
（1）在1/3周期内器件不动作，开关损耗减少1/3
（2）最大输出线电压基波幅值为Ud，直流电压利用率提高
（3）输出线电压不含低次谐波，优于梯形波调制方式
（6）PWM逆变电路的多重化
和一般逆变电路一样，大容量PWM逆变电路也可采用多重化技术。
采用SPWM技术理论上可以不产生低次谐波，因此，在构成PWM多重化逆变电路时，一般不再以减少低次谐波为目的，而是为了提高等效开关频率，减少开关损耗，减少和载波有关的谐波分量。
PWM逆变电路多重化联结方式有变压器方式和电抗器方式，利用电抗器联接实现二重PWM逆变电路的例子如图6-20所示。
电路的输出从电抗器中心抽头处引出，图中两个逆变电路单元的载波信号相互错开180°，所得到的输出电压波形如图6-21所示。
图中，输出端相对于直流电源中点
的电压
，已变为单极性PWM波了。
输出线电压共有0、±（1/2）Ud、±Ud五个电平，比非多重化时谐波有所减少。
一般多重化逆变电路中电抗器所加电压频率为输出频率，因而需要的电抗器较大。
而在多重PWM型逆变电路中，电抗器上所加电压的频率为载波频率，比输出频率高得多，因此只要很小的电抗器就可以了。
二重化后，输出电压中所含谐波的角频率仍可表示为
，但其中当n奇数时的谐波已全部被除去，谐波的最低频率在
附近，相当于电路的等效载波频率提高了一倍。
图6-20二重PWM型逆变电路
图6-21二重PWM型逆变电路输出波形
电抗器上所加电压频率为载波频率，比输出频率高得多，很小。
输出电压所含谐波角频率仍可表示为nwc+kwr，但其中n为奇数时的谐波已全被除去，谐波最低频率在2wc附近，相当于电路的等效载波频率提高一倍。
3PWM跟踪控制技术
PWM波形生成的第三种方法——跟踪控制方法。
把希望输出的波形作为指令信号，把实际波形作为反馈信号，通过两者的瞬时值比较来决定逆变电路各器件的通断，使实际的输出跟踪指令信号变化，常用的有滞环比较方式和三角波比较方式。
（1）滞环比较方式
1、电流跟踪控制
基本原理：
把指令电流i*和实际输出电流i的偏差i*-i作为滞环比较器的输入，比较器输出控制器件V1和V2的通断。
V1（或VD1）通时，i增大，V2（或VD2）通时，i减小。
通过环宽为2DI的滞环比较器的控制，i就在i*+DI和i*-DI的范围内，呈锯齿状地跟踪指令电流i*。
滞环环宽对跟踪性能的影响：
环宽过宽时，开关频率低，跟踪误差大；环宽过窄时，跟踪误差小，但开关频率过高。
电抗器L的作用：
L大时，i的变化率小，跟踪慢。
L小时，i的变化率大，开关频率过高。
图6-22滞环比较方式电流跟踪控制举例
图6-23滞环比较方式的指令电流和输出电流
三相的情况：
图6-24三相电流跟踪型PWM逆变电路
图6-25三相电流跟踪型PWM逆变电路输出波形
采用滞环比较方式的电流跟踪型PWM变流电路有如下特点
（1）硬件电路简单
（2）实时控制，电流响应快
（3）不用载波，输出电压波形中不含特定频率的谐波
（4）和计算法及调制法相比，相同开关频率时输出电流中高次谐波含量多
（5）闭环控制，是各种跟踪型PWM变流电路的共同特点
2、电压跟踪控制
采用滞环比较方式实现电压跟踪控制。
如图6-26所示。
把指令电压u*和输出电压u进行比较，滤除偏差信号中的谐波，滤波器的输出送入滞环比较器，由比较器输出控制开关通断，从而实现电压跟踪控制。
和电流跟踪控制电路相比，只是把指令和反馈从电流变为电压。
输出电压PWM波形中含大量高次谐波，必须用适当的滤波器滤除。
图6-26电压跟踪控制电路举例
u*=0时，输出u为频率较高的矩形波，相当于一个自励振荡电路。
u*为直流时，u产生直流偏移，变为正负脉冲宽度不等，正宽负窄或正窄负宽的矩形波。
u*为交流信号时，只要其频率远低于上述自励振荡频率，从u中滤除由器件通断产生的高次谐波后，所得的波形就几乎和u*相同，从而实现电压跟踪控制。
（2）三角波比较方式
基本原理：
不是把指令信号和三角波直接进行比较，而是闭环控制。
把指令电流i*U、i*V和i*W和实际输出电流iU、iV、iW进行比较，求出偏差，放大器A放大后，再和三角波进行比较，产生PWM波形。
放大器A通常具有比例积分特性或比例特性，其系数直接影响电流跟踪特性。
图6-27三角波比较方式电流跟踪型逆变电路
特点：
开关频率固定，等于载波频率，高频滤波器设计方便；为改善输出电压波形，三角波载波常用三相；和滞环比较控制方式相比，这种控制方式输出电流谐波少。
定时比较方式：
不用滞环比较器，而是设置一个固定的时钟。
以固定采样周期对指令信号和被控量采样，按偏差的极性来控制开关器件通断。
在时钟信号到来时刻，如ii*，令V1断，V2通，使i减小。
每个采样时刻的控制作用都使实际电流与指令电流的误差减小。
采用定时比较方式时，器件最高开关频率为时钟频率的1/2，和滞环比较方式相比，电
流误差没有一定的环宽，控制的精度低一些。
4PWM整流电路及其控制方法
实用的整流电路几乎都是晶闸管整流或二极管整流。
晶闸管相控整流电路：
输入电流滞后于电压，且谐波分量大，因此功率因数很低。
二极管整流电路：
虽位移因数接近1，但输入电流谐波很大，所以功率因数也很低。
把逆变电路中的SPWM控制技术用于整流电路，就形成了PWM整流电路。
可使其输入电流非常接近正弦波，且和输入电压同相位，功率因数近似为1，也称单位功率因数变流器，或高功率因数整流器。
（1）PWM整流电路的工作原理
PWM整流电路也可分为电压型和电流型两大类，目前电压型的较多
1、单相PWM整流电路
图6-28a和b分别为单相半桥和全桥PWM整流电路。
半桥电路直流侧电容必须由两个电容串联，其中点和交流电源连接。
全桥电路直流侧电容只要一个就可以。
交流侧电感Ls包括外接电抗器的电感和交流电源内部电感，是电路正常工作所必须的。
图6-28单相PWM整流电路
a）单相半桥电路b）单相全桥电路
单相全桥PWM整流电路的
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