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第一章脉宽调制逆变器
一、脉宽调制（PWM）技术及其分类在电气传动系统中，广泛的应用的PWM控制技术是利用半导体开关器件的导通与关断把直流电压变成电压脉冲列，并通过控制电压脉冲的宽度或周期以达到变压目的，或者控制电压脉冲宽度和脉冲序列的周期以达到变压变频的目的的一种控制技术。
PWM控制技术可分为多种，而且还在不断的发展。
从控制思想上可分为四种：
等脉宽PWM法，正弦脉宽PWM（SPWM）法，磁链追踪PWM法和电流追踪PWM法。
二．正弦脉宽（SPWM）技术
SPWM法是为克服直流脉宽调制（PWM）的缺点（其输出电压中含较大的谐波分量）而发展起来的。
它从电动机的供电电源的角度出发，着眼于如何产生一个可调频、调压的三相正弦波电源，具体方法如图所示：
U
上图（a）所示的正弦波，如将每半周期划分为N等分（图中N=6）,
每一等分的正弦电压与横轴所包围的面积都用一个与此面积相等的等高矩形脉冲所代替，且使矩形脉冲的中点与相应的正弦等分的中点重合，则各脉冲的宽度将是按正弦规律变化的。
按照采样控制理论中冲量相等而形状不同的窄脉冲加在具有惯性环节上，其效果基本相同的结论，图（b）所示，由N个等幅而不等宽的矩形脉冲所组成的波形便与正弦波等效。
在用模拟电路产生等幅不等宽脉冲的方法中，通常采用期望的正弦波（称调制波）与三角波（称载波）相交的办法来确定各段矩形脉冲的宽度。
因为等腰三角波是上下宽度与高度成线性关系且对称，当它与一个光滑的曲线相交时，即可得到一组等幅而脉冲宽度正比与该曲线函数值的矩形脉冲。
如下图所示，用正弦波和三角波相交（图b）得到一组矩形脉冲（图a），其宽度按正弦规律变化。
再用这组矩形脉冲作为逆变器各开关器件的控制信号，则在逆变器输出端就可得到一组类似图（a）的矩形脉冲，其幅值为逆变器直流侧电压，其脉冲宽度是
它在周期中所在相位的正弦函数。
该矩形脉冲可用正弦波等效【图（b）中虚线所示】。
不难看出：
（1）逆变器输出频率与正弦调制波频率相同，当逆变器输出端需要变频时，只要改变调制波的频率【图（e）】。
（2）三角波与正弦调制波的交点即确定了逆变器输出脉冲的宽度和相位。
通常采用恒幅的三角波，而来改变调制波的幅值的方法，以得到逆变器输出波形的不用宽度，从而得到不同的逆变器输出电压【图（c）和图（d）】。
像这样由载波调制正弦波而获得脉冲宽度按正弦规律变化又和正弦波等效的脉宽调制（PWM）波形称为正弦脉宽调制（SPWM）。
一般将正弦调制波的幅值A与三角载波的峰值Ap之比定义为调制度M［也称调制比或调制系数（MoudulationIndex）］，即M=A/Ap改变SPWM输出电压和频率的波形。
正弦波与双极性三角波的调制波的调制方法，如图5.51所示时三
角波和PWM波形有正负极性变化，但正半周期内，正脉冲同负半周期相反。
半周期内，正脉冲较负半周期则反之。
对单相桥式逆变器电路采用单极性调制时，在正弦波的半个周期内每臂只有一个开关器件导通或关断，而双极性调制时，逆变器两对角及同一臂上下两个开关元件交替通断，处于互补的工作方式。
在三相桥式逆变器双极性调制的情况中，PWM逆变器一般都用电压型，电压型逆变器由于用电容滤波，直流电源为低内阻的电压源，直流电压幅值和极性不能改变，能将电动机端电压限制在直流电源电压水平上，浪涌过电压较低，适于稳频稳压电源、不可逆拖动、快速性要求不高的场合以及多电机供电压和稳速工作。
在三相SPWM逆变器中，通常公用一个三角载波信号，用三个相位互差120度的正弦波作调制信号，以获得三相对称输出；
基波电压的大小和频率也是通过改变正弦调制信号的幅值和频率来改变的。
由以上的分析可以看出，不管从调频、调压的方便和为了减少谐波，PWM逆变器都有着明显的优点：
（1）即可分别调频、调压，也可调频调压，都由逆变器统一完成，仅有一个可控功率级，从而简化了主电路和控制电路的结构，使装置的体积小、重量轻、照价低，可靠性高。
（2）直流电压可由二极管整流获得，交流电网的输入功率因数与逆变器输出电压的大小无关，有数台装置可由同一台不可控整流供电。
（3）输出频率和电压都在逆变器内控制和调节，其响应速度取决于电子控制回路，而与直流回路的滤波参数无关，所以调节速度快，且可使调节过程中频率和电压相配合，以获得好的动态性能。
（4）输出电压或电流波形接近正弦，从而减少谐波分量，降低负载电机的发热和转矩脉动，改善了电机运行性能。
PWM逆变器要求有高的载波频率。
开关器件工作频率高，开关损耗和换流损耗会随之增加。
三、同步调制和异步调制
在SPWM逆变器中，定义载波频率ff与调制频率F之比为载波比N。
根据调制波与载波频率之比是否固定抑或变化，SPWM的控制方式可以分为同步调制和异步调制：
（1）同步调制：
这时N＝常数，变频时三角载波的频率与正弦调制波的频率同步变化。
（2）异步调制：
在逆变器的整个变频范围内，载波比N不等于常数，载波信号与调制信号不保持同步关系。
同步调制随着输出频率的降低，其相邻两脉冲间的间距增大，谐波会显著增加，对电动机负载将产生转矩脉动和噪音等恶劣影响。
在异步调制方式中，其整个变频范围内三角波频率恒定，因此，低频时逆变器输出电压半波内三角波频率恒定，因此，低频时逆变器输出电压半波内的矩形脉冲数增加，提高了低频时的载波比，这可减少负载电机的转矩脉冲与噪声，改善低频工作特性；
但是由于载波比是变化的，势必使逆变器输出电压波形中正负半周期脉冲数及其相位都发生变化，很难保持三相输出间的对称关系，因而引起电机工作的不平稳。
为了克服上述两种控制方式的不足，可以扬长避短，将同步和异步两种调制方式结合起来，采用分段同步调制，保持输出波形对称的优点；
当频率降低较多时，使载波比分段有级的增加，采纳异步调制的长处。
具体的说，就是把逆变器整个频率范围划分成若干频段，在每个频段内都维持载波比N恒定；
对不同频段，则取不同的N值。
频率低时，取N值大些，例如可按等比级数安排。
各频段载波频率的变化范围基本一致，以满足功率开关器件对开关频率率的限制。
对三相SPWM逆变器电路采用同步调制时，为了使三相输出波形严格对称，应取载波N为3的倍数，同时，为了使一相的波形正负半周期对称，N应取奇数。
四、SPWM波的软件生成
PWM波形可以由模拟和数字电路用调制的方法产生，而由于微机控制技术的发展，用软件生成SPWM波形的方法就变得比较容易。
目前SPWM波形的生成方法有多种：
表格法（又称ROM法）、随时计算法（又称RAM法），实时计算法等。
其中的实施计算法是通过数学模型，而建立数学模型的方法又有多种，如谐波滤去法、等面积法、采样型SPWM法以及其它配生方法。
而采样型SPWM法又分为：
自然采样法、规则采样法。
在本设计中，采用对称规则采样法，具体内容见软件设计部分。
第二章单相桥式正弦脉宽调制（SPWM）变频电源硬
件设计
一、方案与总体框图
1、方案选择在交流调速系统中，用于交流电气传动中的变频器实际上是变压（VariableVoltage简称VV）变频（VariableFrequency简称VF）器，即VVVF,通常称为VVVF装置。
而这种VVVF控制技术又分为两种，第一种是VV与VF方式，即把交流电整流成直流电的同时进行相应控制而逆变为可调频率的交流电，这种VVVF控制技术称为脉冲幅值调制（PAM）方式。
第二种是将VV与VF集中于逆变器一起完成的，即前面为不可控整流器，中间直流电压恒定，而后由逆变器既完成变压又完成变频，这种控制方式脉冲宽度调制方式，即PWM方式。
本设计选用第二种方式进行设计，因为这种方式的整流器无需控制，简化了硬件电路的结构，而且由于以全波整流代替相控整流，提高了输入端的功率因数，
减少了高次谐波对电网的影响。
此外，由于输出电压波形又方波改进为PWM波，减少了低次谐波，从而解决了电动机在低频区的转矩脉动问题，也降低了电动机的谐波损耗和噪声。
二、电路原理以及参数计算
本设计给出一种IGBT-SPWM变频电源，它主要由主电路、吸收电路、驱动电路、采样电路、控制电路、键盘与显示电路等构成。
本节主要介绍电路的原理与设计和参数计算。
1.主电路
1、整流滤波电路
整流电路（其电路如图）的目的是将电网的220伏的交
流电变成直流电。
该电路由输入滤波电路、二极管整流桥以及输
出整流电路组成。
输入滤波电路由C101、C102、L1组成П型电路的作用是路滤去电网中的高频干扰信号和尖脉冲后进入单项桥式整流电路。
二极管整流桥的作用是将交流变成脉动的直流电压整流电路输出的整流电压是脉动得直流电压，必须加以滤波；
又由于逆变器采用PWM控制方式（有逆变器同时完成VVVF），要求中间直流电路是电压源，所以一般采用电容器滤波。
中间直流电路除了器起滤波作用外，还必须在整流电路与逆变器之间起去藕作用，以消除相互干扰，这就要求给作为感性负载的电动机提供必要的无功功率。
因此，中间直流电路电容器的电容量必须较大，除起滤波作用外，还必须起储能作用，所以中间的直流电路的电容又称储能电容器。
所以我们选用的输出滤波电路由电容和电感组成的П型电路，其作用是经过该电路的滤波后，使输出的
直流变成平稳、恒定的直流。
分析如下：
42U2
3
22U2
（3）整流二极管的平均电流为：
1U0AV0.45U2
I0AV02其中RL为负载电阻
02RLRLL
（4）二极管的最大反向电压为：
URM2U2整流后经过RC滤波电路，由变频器输出的功率要求及实验原理可得R×
C＝0.04FΩ～（2～5）T/2，其中T＝1/50=20ms所以可选：
电容值为：
C104＝C105＝1.0μF满足工程上的RLC2~5T的要求可得：
2
Uab1.2U0AV1.20.9U21.08U2U2
2.电阻R101的和开关S在主电路的整流与滤波之间加的电阻R101的和开关S的作用是为了限制在电源接入的瞬间产生很大的冲击电流didt，当电流恒定后，通过延时开关动作，关断开关S，使电阻R101短路，这样就起到在电源加载瞬间的冲击电流击穿IGBT，该电阻可取几十～几百千欧。
这里我们取R101＝100KΩ。
3.在IGBT的输出端与负载串连一电C
在本设计中在IGBT的输出端与负载串连一电C，其作用是：
1）.当控制电路失控，IGBT无法关断时，可以通过电容C充电、放电过程可以防止IGBT被破坏;
2）.由于电机是感性负载,电机在制动过程中，即在电机减速或反转时将产生反向电动势，这时电容C与电机构成回路，吸收电机产生的反向电动势，使IGBT不被损坏。
3）.吸收电流波动，使di/dt达到零。
此处取C＝0.1uF。
在这里有必要讨论以下制动工况，因为这与中间直流电路上
连接的能耗制动电路有关。
有电机学知，异步电动机转子电流Ir
的表达式为：
在电动工况下，s>
0，由式（8-2）可知，φr角必在0~90度之间，
即Ivr必Er落后一个小于90度的角φr。
电动工况下，异步电动机的向量图如图10-2所示。
当快速降频时，由于异步电动机及其负载的惯性作用，很可能使s<
0这时异步电动机进入发电工况。
由式（8-2）可知，φr处于90~180度之间。
异步电动机在发电工况下的向量图如图下图所示。
比较图两相量可知，由于φr角的不同，使异步电动机输入端的功率因数角？
也不同。
在电动工况下，φs<
90度，吸收有功功率；
在发电工况下，φs>
90度，送出有功功率。
由于中间电路储能电容的作用，直流电压的极性不会改变，所以发电工况时，电流经逆变器流二极管反馈至中间直流电路，对储能电容器充电。
由于整流桥中的电流不可能反向流通，故此功率不可能反馈至电网。
如果要求将此功率反馈至电网，则需在整流桥上再反并联连接另外一组可控整流电路，这组可控者刘电路在电动工况时应是
截至（关断）的，而当进入发电工况时使他导通，发电工况下的
功率就反馈给电网。
这时，异步电动机的转矩也变为负值，使电
动机进入再生制动工况。
再生制动，使变频器主电路结构与控制系统都复杂化。
所以，除特殊需要外，一般均采用能耗制动方法
4.逆变电路
该电路的核心是四个绝缘栅极晶体管（IGBT）组成的桥式电路，它的目的是使220V的交流电成为既可调压又可以调频的交流电来給负载电机供电，从而实现电机的调速。
也就是本设计所说的变频调速。
（具体电路见原理电路图的主电路图）
IGBT的工作特性与参数：
绝缘栅双极晶体管（IGBT）80年代发展起来的新型器件，该器件是集功率场效应管（VDMO）S和双极型大功率晶体管（GTR）的优点于一体，具有电压型控制、输入阻抗大、驱动功率小、控制电路简单、开关损耗小、通断速度快、工作频率高、元器件容量大等特点。
在VDMOS结构的漏极侧n＋层下增加一个P＋层就形成IGBT的结构。
正向导通时，这个正偏P-N结向基区（n－）注入空穴，产生基区电导调制效应，因此IGBT的通态压降低。
IGBT属栅控自断器件，当栅射间加＋Uce时开通，无信号或加-Uce时关断。
开通时间一般为0.5～1.2μs，关断时间1.5～4.5μs，工作频率可达40kHz。
在并联应用时具有电流自动调节能力，不需另加均流措施。
IGBT导通时Uce的大小能反应过流情况，故可用检测栅射极电压的方法来识别过流信号。
IGBT在使用时应注意的问题有：
性曲线。
由图可知当栅射极电压UGE<
阀值电压UGE（th）时，器件的集射间没有电流流过，处于截止状态。
当UGE>
UGE（th）时，Ic开始流过器件其大小取决于UGE。
在实际选用过程中应选UGE≥（1.5～2.5）UGE（th），以获得最小的导通压降。
当UGE增加时，导通状态下的集射集电压UGE减小，开通损耗下降。
但在负载过程中UGE增加，集电极电流Ic也增加。
因此，对＋UGE的选择应折中考虑，一般选＋15V左右为好。
对于有上下桥臂的逆变器，其驱动电源要相互独立。
作为开关器件的IGBT在关断时将承受高dv/dt，可能引起极栅极间电容的充电电流，使栅射电压超过UG（Eth），为了防止由此引起的IGBT导通，用＋20V的供电电压来产生＋15V的开栅电压和-5V的关栅电压。
2）.栅极电阻RG
IGBT的输入阻抗高达10^9～10^11Ω且为纯容性的，静态时不需要直流电流，只需要对输入电容进行放电的动态电流，其直流增益可达10^8～10^9，几乎不消耗功率。
为了改善脉冲的前后沿的陡度和防止振荡，减少IGBT的集电极大的电压尖脉冲，需要在栅极串联电阻RG。
当RG增大时会使IGBT的通断时间延长，能耗增加，而减小RG又会使di/dt增高，可能引发误导通或损坏IGBT。
因此，根据电容流量和电压额定值及开关频率不同，选择合适的阻值，一般选RG为十几欧到几百欧。
3）.栅射极电阻RGE
RGE（1000～5000）RG。
而且应将RGE并联在离栅极和射极最近处为宜。
此外，为了防止栅极驱动电路出现高压尖峰，最好
在栅射极间并联两只反相串联的稳压二极管，其值与开栅电压＋
UGE和关栅电压－UGE相同而方向相反（电路如图2.2.5-4）
2.驱动电路
驱动电路是控制电路产生SPWM后加以隔离、放大形成驱动各开关器件开关动作的电路。
本设计采用由IGBT构成的逆变器，且用的是IGBT的专门驱动器件EXB840对IGBT进行驱动。
其电路
UFD为二极管VD的瞬态正向压降，LS为吸收电路的电感。
二极管VD选用MVR8100快速二极管，续流二极管VD1也选用该型号的二极管。
电路中：
电容C选300pF，1000V的大电容；
电阻R选用100欧、100W的普通电阻;
电感L218R2C181002300＝54H，电感L2作用是：
①起再次滤波的作用；
②是电流平稳变化，使IGBT安全的关断和导通。
RU是压敏电阻，其阻值与电压近似成反比，当dudt过大时，相当与导线将IGBT短路开。
这里取RU1000.
4.保护电路
1、欠电压保护电路与参数
有两种情况可以产生欠电压，一种是输入交流电压长时间低于标准规定的数值，另一种是瞬时停电（停电时间小于1～2秒）或瞬时电压降低（电压突然降低到额定值的40％～50％，时间
小于2秒）。
欠电压情况下，控制电源不足以维持控制系统的正常工作，欠电压还会造成逆变器开关器件的驱动功率不足，在这些情况下IGBT都会被损坏。
在该电路中我们将电压与给定的12V电压进行比较，由于经过分压，比较器的正端的输入电压为4V，当输入的电压小于4V时，输出高电平，否则为低电平。
参数上图：
2、过电压保护电路及参数过电压的原因可能是输入电压长时间过高，也可能是由于脉冲电压较高。
一旦出现过电压，IGBT就有可能被损坏，从而导致整个系统的崩溃。
在该电路中我们将电压与给定的12V电压进行比较，由于经过分压，比较器的负端的输入电压为8V，当输入的电压高于8V时，输出高电平，否则为低电平。
参数如图：
3、短路电流保护电路与参数：
4、温度保护电路及参数
该电路的核心是热敏电阻Rc1和LM339。
本设计使用负系数型热敏电阻Rc1，当IGBT的温度上升时，Rc1的阻值下降，入比较器LM339负端的电流变大，即负端电压变大，当比给
定电压高时，LM339就输出一个低电平。
电路参数如图：
4.控制及接口电路控制电路的功能接受各种设定信息和指令，然后根据这些指令和设定信息形成驱动逆变器工作的SPWM信号。
因此，控制电路可分为两部分。
控制SPWM波的生成电路和设定显示与键盘部分。
1、控制SPWM波形的生成电路该电路核心是单片机8031，其外接芯片有模数转换器ADC0809、扩展外部程序存储器4K的EPROM273、2扩展数据存储器2K的ROM6116以及地址锁存器74LS373。
（各芯片的介绍与使用方法见张建忠同学的论文）
2、设定显示与键盘部分
该键盘由16个按键，分成4行4列的矩阵式。
当按键被按下时，相应的行和列就被接通。
本设计采用的是非编码键盘，8031必须对按键进行监控。
显示采用动态显示，8031通过8155对6只共阴极的LED数码管相连，具体详见电路图。
8155的A口和所有LED数码管的abcdef端相连，而各个数码管的控制端与8155的C口相连，故8155的A口为字形口，C口为字位口。
A口经驱动器8718对LED数码管进行驱动。
（各芯片的介绍与使用方法见张建忠同学的论文）
1）.键值表
按键
行值
列值
键值
关键
字
K0
A=01
H
B=0E
00H
0EH
K1
B=0D
01H
0DH
K2
B=0B
02H
0BH
K3
B=07
03H
07H
K4
A=02
04H
1EH
K5
A=0.2
05H
1DH
K6
06H
1BH
K7
17H
K8
A=04
08H
2EH
K9
09H
2DH
K10
0AH
2BH
K11
27H
K12
A=08
0CH
3EH
K13
A=
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