SPWM变频调速系统jymWord文件下载.docx

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主要设计条件

1、设计依据主要参数

1）输入电压：

三相（AC）380V（1+10%）

2）负载为三相笼型电机功率为3kW，功率因数为0.7，电机最高转速1500rpm。

3）负载空载损耗取电机额定功率的5%。

2.可提供实验与仿真条件

第1章概述

1.1SPWM变频调速系统概述

二十世纪末以来,电力电子技术及大规模集成电路有了飞速的发展，在此技术背景下SPWM电路构成的变频调速系统以其结构简单、运行可靠、节能效果显著、性价比高等突出优点而得到广泛应用。

众所周之早期的交-直-交变压变频器说输出的交流波形都是矩形波或六拍阶梯波，这是因为当时逆变器只能采用半控式的晶闸管，会有较大的低次谐波，使电动机输出转矩存在脉动分量，影响其稳态工作性能。

为了改善交流电动机变压变频调速系统的性能，在出现了全控式电力电子开关器件之后，科技工作者在20世纪80年代开发应用PWM技术的逆变器，由于它的优良技术性能，当今国内外生产的变压变频器都已采用这种技术。

PWM技术是利用半导体开关器件的导通与关断把直流电压变为电压脉冲序列，并通过控制电压脉冲宽度或电压脉冲周期以达到改变电压的目的，或者通过控制电压脉冲宽度和电压脉冲序列的周期以达到变压和变频的目的。

在变频调速中，前者主要应用于PWM斩波（DC－DC变换），后者主要应用于PWM逆变（DC－AC变换）。

PWM脉宽调制是利用相当于基波分量的信号波（调制波）对三角载波进行调制，以达到调节输出脉冲宽度的目的。

相当于基波分量的信号波（调制波）并不一定指正弦波，在PWM优化模式控制中可以是预畸变的信号波，正弦信号波是一种最通常的调制信号，但决不是最优信号。

PWM控制技术有许多种，并且还在不断发展中。

但从控制思想上分，可把它们分成四类，即等脉宽PWM法、正弦波PWM法（SPWM）、磁链跟踪PWM法（SVPWM）和电流跟踪PWM法等。

本课题设计主要介绍正弦波SPWM的变频调速控制系统。

SPWM（SinusoidalPWM）法是一种比较成熟的,目前使用较广泛的PWM法.前面提到的采样控制理论中的一个重要结论:

冲量相等而形状不同的窄脉冲加在具有惯性的环节上时,其效果基本相同.SPWM法就是以该结论为理论基础,用脉冲宽度按正弦规律变化而和正弦波等效的PWM波形即SPWM波形控制逆变电路中开关器件的通断,使其输出的脉冲电压的面积与所希望输出的正弦波在相应区间内的面积相等,通过改变调制波的频率和幅值则可调节逆变电路输出电压的频率和幅值。

第2章SPWM变频调速系统基本原理

2.1SPWM变频调速系统基本原理

PWM的原理，就是面积等效原理，在采样控制理论中有一个重要的结论：

冲量相等而形状不同的窄脉冲加在具有惯性的环节上时，其效果基本相同。

所以可用等幅值的不同宽度的脉冲来等效一些想要的波形。

变频调速中，前者主要应用于PWM斩波（DC－DC变换），后者主要应用于PWM逆变（DC－AC变换）。

根据面积等效原理，PWM波形和正弦波是等效的，而这种的宽度按正弦规律变化而和正弦波等效的PWM波形，也称为SPWM（SinusoidalPWM）波形。

当前逆变电源的控制技术中，滞环控制技术和SPWM控制技术是变频电源中比较常用的两种控制方法。

滞环控制技术开关频率不固定，滤波器较难设计，且控制复杂，难以实现；

SPWM控制技术开关频率固定，滤波器设计简单，易于实现控制。

当二者采用电压电流瞬时值双闭环反馈的控制策略时，均能够输出高质量的正弦波，且系统拥有良好的动态性能。

2.2系统设计总方案的确定

在三相交流电源供电的情况下，共需经过八个主要模块完成整个调速过程。

首先是三相整流变压器降压，然后经二极管桥式整流，再者由电容滤波器滤波获得直流电源，最后经IGBT逆变电路逆变，得到可调交流电源。

IGBT为场控输入器件，输入功率小。

确定主电路模块之后，本课程设计将采用HEF4752芯片构成SPWM波形生成电路，实现PWM波的调制。

并采用电流转速双闭环调制系统，同时确定保护电路模块，检测电路模块，驱动电路模块等。

系统总流程图如图2.1所示。

M

逆变电路

平波回路

整流电路

检测电路

隔离保护

保

护

电

路

电流转速双闭环调制电路

驱动电路

HEF4752波形控制电路

2.1SPWM变频调速系统总流程图

第3章主电路设计

3.1主电路功能说明

主电路为AC/DC/AC逆变电路，由三相整流桥、滤波器、三相逆变器组成。

三相交流电经桥式整流后，得到脉动的直流电压经电容器滤波后供给逆变器。

二极管整流桥把输入的交流电变为直流电，电阻R1为起动限流电阻，其上的电压波形反映了主回路的电流波形，可以用来观察波形。

C1为滤波电容。

可逆PWM变换器主电路系采用IGBT所构成的，IGBT（V1、V2、V3、V4、V5、V6）和六个续流二极管（VD1、VD2、VD3、VD4、VD5、VD6）组成的双极式PWM可逆变换器。

经变换器逆变，可将直流电源变成稳定的或可变的交流电源。

3.2主电路设计

1.整流器

本课题中的整流器是使用六个二极管组成，如图2所示，它把工频电源变换为直流电源。

因为电机的功率为3KW,功率因素为0.7,在选择整流器的二极管时，二极管承受反向最大电压Udm=1.414U=288V，考虑3倍裕量，则

Utn=3*537=864V取900v

该电路整流输出接有大电容，而且负载也不是纯电感负载，但为了简化计算，仍可按电感计算，只是电流裕量要可适当取大些即可。

IdD=0.5Id=250A

ID=1/1.414Id=354A

ID（AV）=2*354/1.57=451A

2.平波回路

在整流器整流后的直流电压中，含有6倍频率的脉动电压，此外逆变变流器产生的脉动电流也使直流电压变动。

为了抑制电压波动，采用电感和电容吸收脉动电压（电流）。

在滤波电容选择时，

一般根据放电的时间常数计算，负载越大，要求纹波系数越小，一般不做严格计算，多取2000

以上。

因该系统负载不大，故取C1=2200uF,耐压1.5Udm=1.5*537=432v,取450v，即选用2200,450v电容器。

3.逆变器

逆变器的作用是将直流功率变换为所要求频率的交流功率，这里选用六个1200A、400V的IGBT和600A、300v的二极管构成如图2所示的逆变器。

在IGBT的选择时因为

=222V，取3倍裕量，选耐压为666v以上的IGBT。

由于IGBT是以最大标注且稳定电流与峰值电流间大致为四倍关系，故应选用大于4倍额定负载电流的IGBT为宜，因此选用2000A,额定电压700V左右的IGBT。

续流二极管的选择，

根据Urm=（2～3）Us

Icm=（1.5～2）Id

得知,续流二极管应选1000A、额定电压为600v的二极管整流元件。

3.3主电路电路图

主电路电路图如图3.1所示。

3.1主电路

第4章控制电路设计

4.1控制电路设计总思路

给异步电动机供电（电压、频率可调）的主电路提供控制信号的回路，称为控制回路。

控制电路由以下电路，频率、电压的“运算电路”，主电路的“电压/电流检测回路”，电动机的“速度检测回路”，将运算电路的控制信号进行放大隔离的“驱动电路”，以及逆变器和电动机的“保护电路”。

下面详细介绍各单元电路。

4.2SPWM波形产生电路

4.2.1HEF4752芯片介绍

本课题采用由HEF4752产生三相6路SPWM波形通过光电隔离后去控制主电路。

HEF4752是采用LOCMOS工艺制造的大规模集成电路，专门用来产生三相SPWM信号。

它的驱动输出经隔离放大后，可驱动GTO和GTR逆变器，在交流变频调速中作控制器件。

其引脚如图4.1所示。

4.1 

HEF4752引脚图

该芯片的主要特点如下:

1）能产生三对相位差120°

的互补SPWM主控脉冲，适用于三相桥结构的逆变器；

2）采用多载波比自动切换方式，随着逆变器的输出频率降低，有级地自动增加载波比，从而抑制低频输出时因高次谐波产生的转矩脉冲和噪声等所造成的恶劣影响。

调制频率可调范围为0～100Hz，且能使逆变器输出电压同步调节；

3）为防止逆变器上下桥臂直通，在每相主控脉冲间插入死区间隔，间隔时间连续可调。

4.2.2SPWM波形产生电路设计说明

SPWM产生电路设计如图4所示。

在该控制电路中，分别由三个CD4046产生推迟时钟（OCT）和参考时钟（RCT）、频率控制时钟（FCT）和电压控制时钟（VCT）3路时钟信号供给HEF4752。

4.2SPWM产生电路

驱动电路要提供控制电路与主回路之间的电气隔离环节，一般采用光隔离或磁离。

这里驱动的设计我们采用一个光耦合器实现光隔离如图4.3所示。

4.3控制信号驱动隔离电路

调制波

载波

4.4SPWM波形生成原理

4.3电压电流检测电路

检测主回路的电压和电流等信号输入运算回路进行比较，进而决定逆变器的输出电压、频率。

电压电流的检测回路的设计应注意与主回路的电气隔离保护，电路图如图4.5所示。

4.5检测电路隔离环节

4.4调节器设计

本系统采用电流转速双闭环控制系统，电路中的ACR（电流调节器）和ASR（转速调节器）均设计为PI（比例积分）调节器，由PI调节器构成的滞后校正，可以保证系统的稳态精度，其设计如图4.6所示。

4.6速度调节器

4.5速度检测电路

速度回馈是双闭环控制系统的重要环节，速度检测电路是以装在异步电动机轴上的速度检测器TG的信号为速度信号，输入运算电路，根据指令和运算可使电动机按指令速度运转。

速度检测电路设计如图4.7所示。

4.7速度检测电路

4.6保护电路设计

4.6.1过电流保护

IGBT的过流保护电路可分为2类：

一类是低倍数的（1.2～1.5倍）的过载保护；

一类是高倍数（可达8～10倍）的短路保护。

对于过载保护不必快速响应，可采用集中式保护，即检测输入端或直流环节的总电流，当此电流超过设定值后比较器翻转，封锁所有IGBT驱动器的输入脉冲，使输出电流降为零。

这种过载电流保护，一旦动作后，要通过复位才能恢复正常工作。

IGBT能承受很短时间的短路电流，能承受短路电流的时间与该IGBT的导通饱和压降有关，随着饱和导通压降的增加而延长。

如饱和压降小于2V的IGBT允许承受的短路时间小于5μs，而饱和压降3V的IGBT允许承受的短路时间可达15μs，4～5V时可达30μs以上。

存在以上关系是由于随着饱和导通压降的降低，IGBT的阻抗也降低，短路电流同时增大，短路时的功耗随着电流的平方加大，造成承受短路的时间迅速减小。

通常采取的保护措施有软关断和降栅压2种。

软关断指在过流和短路时，直接关断IGBT。

但是，软关断抗骚扰能力差，一旦检测到过流信号就关断，很容易发生误动作。

为增加保护电路的抗骚扰能力，可在故障信号与启动保护电路之间加一延时，不过故障电流会在这个延时内急剧上升，大大增加了功率损耗，同时还会导致器件的di/dt增大。

所以往往是保护电路启动了，器件仍然坏了。

降栅压旨在检测到器件过流时，马上降低栅压，但器件仍维持导通。

降栅压后设有固定延时，故障电流在这一延时期内被限制在一较小值，则降低了故障时器件的功耗，延长了器件抗短路的时间，而且能够降低器件关断时的di/dt，对器件保护十分有利。

若延时后故障信号依然存在，则关断器件，若故障信号消失，驱动电路可自动恢复正常的工作状态，因而大大增强了抗骚扰能力。

过电流保护的电路图如图9所示。

图9过流保护电路图

4.6.2IGBT开关过程中的过电压保护

关断IGBT时，它的集电极电流的下降率较高，尤其是在短路故障的情况下，如不采取软关断措施，它的临界电流下降率将达到数kA/μs。

极高的电流下降率将会在主电路的分布电感上感应出较高的过电压，导致IGBT关断时将会使其电流电压的运行轨迹超出它的安全工作区而损坏。

所以从关断的角度考虑，希望主电路的电感和电流下降率越小越好。

但对于IGBT的开通来说，集电极电路的电感有利于抑制续流二极管的反向恢复电流和电容器充放电造成的峰值电流，能减小开通损耗，承受较高的开通电流上升率。

一般情况下IGBT开关电路的集电极不需要串联电感，其开通损耗可以通过改善栅极驱动条件来加以控制。

4.6.3启动限流保护

启动电机时，产生的大电流会对电力电子器件和控制回路造成巨大的冲击，为避免启动大电流对系统的破坏，启动限流保护电路设计如图10所示。

启动限流

图10启动限流保护

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附录一总电路图