小功率光伏并网逆变电源的设计Word文件下载.doc
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3.6.1硬件方面考虑 15
3.6.2软件方面考虑 16
3.7光伏并网逆变器的仿真建模 16
3.8控制系统软件设计 17
第四章最大功率点跟踪方法的比较分析 19
4.1恒定电压跟踪法 19
4.2扰动观测法 20
4.3间歇扫描法 21
第五章光伏并网发电系统的孤岛效应及防止策略 22
5.1孤岛效应及其危害 22
5.2孤岛效应的检测方法 22
5.2.1被动检测方法 22
5.2.2主动检测方法 23
5.2.3外部检测方法 23
5.2.4本论文采用的孤岛检测的方法 24
第六章总结与展望 26
6.1总结 26
6.2展望 26
参考文献 27
III
第一章绪论
1.1课题的研究背景与意义
能源是人类社会生存和发展的动力源泉。
随着社会经济的发展和人类生活水平的提高，世界范围内对能源的需求日益增长，目前世界能源的利用仍以煤炭、石油、天然气和水与核能等一次能源为主，然而这些有限的能源储量正在日趋枯竭。
据世界能源委员会（WEC）预测，按照资源己探明储量和目前的发展速度，石油将在45年后枯竭，天然气将在60年后殆尽，资源量最大的煤炭也只够再开采220年。
另外，由于燃烧煤、石油等化石燃料，每年有数十万吨硫等有害物质排向天空，使大气环境遭到严重污染，同时由于大量排放CO2等温室气体而使地球产生明显的温室效应，引起全球气候变化；
水力发电受到水力资源的限制和季节的影响，并且有时会破坏当地的生态平衡；
核电在正常情况下固然是干净的，但万一发生核泄漏，后果同样十分严重，并且核废料的处理直至今日仍然是一个全球性待解决的问题。
自1973年世界石油危机以来，常规能源频频告急。
人们对能源提出了越来越高的要求，寻找新能源己经是当前人类面临的迫切课题。
太阳能以其清洁、无污染，并且取之不尽、用之不竭等优点越来越得到人们的关注。
地球表面每年接受太阳的辐射量达5.4×
1024J，相当于1.8×
1014t标准煤。
若将其中的0.1%按转换率5%转换为电能，每年发电量可达5600TW·
h，相当于目前全世界能耗的40倍。
因此，太阳能发电，必将成为21世纪后期的主导能源。
据欧洲JRC预测，到未来的2100年时，太阳能在整个能源结构中将占68%的份额[3]。
因此，太阳能发电对今后能源发展有着特别重要的意义。
1.2光伏并网发电系统简介
光伏并网发电系统是将太阳能电池发出的直流电转化为与电网电压同频同相的交流电，并且实现既向负载供电，又向电网发电的系统。
光伏并网发电系统主要由光伏阵列、并网逆变器、控制器和继电保护装置组成。
光伏阵列是光伏并网发电系统的主要部件，由其将接收到的太阳光能直接转换为电能。
目前工程上应用的光伏阵列一般是由一定数量的晶体硅太阳能电池组件按照系统需要的电压的要求串、并联组成的。
并网逆变器是整个光伏并网发电系统的核心，它将光伏阵列发出的电能逆变成220V／50Hz的正弦波电流并入电网。
电压型逆变器主要由电力电子开关器件组成，以脉宽调制的形式向电网提供电能。
控制器一般由单片机或DSP芯片作为核心器件，控制光伏阵列的最大功率点的跟踪、控制逆变器并网电流的功率和波形。
继电保护装置可以保证光伏并网发电系统和电网的安全性。
1.3光伏并网发电系统对逆变器的要求
作为光伏阵列和交流电网系统间进行能量交换的逆变器，其安全性、可靠性、逆变效率、制造成本等因素对光伏并网发电系统的整体投资和收益具有举足轻重的作用。
因此，光伏并网发电系统对并网逆变器有如下要求：
1）实现高质量的电能转换。
并网逆变器输出的电流频率和相位与电网的必须严格一致，以使输出功率因数尽可能的达到1。
2）实现系统的安全保护要求。
如输出过载保护、输出短路保护、输入反接保护、直流过压保护、交流过压和欠压保护、孤岛保护及装置自身保护等，从而确保系统的安全性和可靠性。
3）具有较高的可靠性。
目前光伏并网发电系统主要在一些自然条件恶劣的地区，所以逆变器应在长时间的工作条件下保证低故障率，并具有较强的自我诊断能力，因此所设计的逆变器应具有合理的电路结构、严格的元器件筛选。
4）最大功率的跟踪。
最大限度的利用光伏阵列，提高逆变器的效率。
1.4本文的主要研究内容
本文在学习光伏并网发电系统逆变器工作原理及前人研究的基础上，研究光伏并网逆变器的结构与控制，进一步研究了光伏并网发电系统的孤岛检测，并进行了较为深入的理论分析和研究。
第一章绪论，简要介绍了课题背景光伏并网发电系统及其逆变器，对光伏并网发电系统有了初步认识。
第二章，对逆变器主回路的拓扑结构进行了研究，设计了两级并网逆变器，同时对逆变器主回路的工作原理进行了分析。
第三章，研究了光伏并网逆变系统的特点和光伏并网逆变器的工作原理，对各种控制策略进行了比较，选择改进固定频率SPWM电流跟踪控制策略，较好的实现了并网逆变器的单位功率因数正弦电流输出控制。
研究设计了控制电路及其它重要电路。
第五章，分析了孤岛效应产生的原因、危害，详细的阐述了常用的孤岛效应的检测方法，并指出它们的优缺点及使用范围。
对光伏并网发电系统所存在的孤岛效应进行研究和验证，采用有效的孤岛效应的检测方法。
第六章,总结与展望，对全文做出总结，指出本课题需要进一步研究的方向。
39
第二章并网逆变器的设计及系统的工作原理
2．1并网逆变器的选择
2．1．1并网逆变器结构的选择
光伏并网逆变器按控制方式分类，可分为电压源电压控制、电压源电流控制、电流源电压控制、电流源电流控制四种方式。
以电流源为输入的逆变器，直流侧需要串联一大电感提供较稳定的直流电流输入，但由于此大电感往往会导致系统动态响应差，因此当前并网逆变器普遍采用以电压源输入为主的方式。
按照输入直流电源的性质，可以将逆变器分为电流型逆变器和电压型逆变器，结构如图所示。
图2.1逆变器结构
市电电网可视为容量无穷大的定值交流电压源，光伏并网逆变器的输出可以控制为电压源或电流源。
如果光伏并网逆变器的输出采用电压控制，则光伏并网系统和电网实际上就是两个交流电压源的并联运行，这种情况下要保证光伏并网发电系统稳定运行，则必须采用锁相控制技术实现与市电电网同步。
在稳定运行的基础上，可通过调整并网逆变器输出电压的幅值与相位来控制系的有功输出与无功输出。
但由于锁相回路的响应较慢，并网逆变器输出电压值不易精确控制，系统可能出现环流等问题，同样功率等级的电压源并联运行方式不易获得优异性能。
因此光伏并网逆变器的输出常采用电流控制，此时光伏并网系统和电网实际上是交流电流源和电压源的并联，只需控制逆变器的输出电流以跟踪电网电压，即可达到并联运行的目的。
这种控制方式相对简单，使用比较广泛。
综上所述，本文设计的光伏并网逆变器采用电压源输入、电流源输出的控制方式，即电压型逆变器。
采用电压型逆变主电路，可以同时实现有源滤波和无功补偿的控制，在实际中已经得到了广泛的研究和应用，可以有效的进行光伏发电、提高供电质量和减少功率损耗，而且可以节省相应设备的投资。
2．1．2并网逆变器回路方式的选择
逆变器的主电路结构按照输出的绝缘形式分为：
工频变压器绝缘方式、高频变压器绝缘方式、无变压器方式3种。
逆变器无变压器无绝缘方式主电路比工频变压器绝缘方式复杂～些，比高频变压器绝缘方式简单，效率高。
此外这种方式没有变压器，体积小、重量轻、成本较低，是到目前为止比较好的一种主电路方式。
并且对于小功率的光伏并网发电系统，光伏电池阵列的输出电压比较低，适合采用无变压器方式。
2．1．3系统的总体方案
经过方案的比较论证，本论文决定采用无变压器的两级结构，即前级的DC／DC变换器和后级的DC／AC逆变器，两部分通过DClink连接。
系统的控制部分由以TMS320F2812为核心的控制单元完成，另外系统设计了辅助电源为控制电路提供电源，辅助电源采用HV9120芯片。
光伏并网发电系统的结构图如图所示。
图2.2系统框图
前级DC／DC变换器，可选择的形式有降压式变换电路，升压式变换电路，升降压式变换电路，库克式变换电路等。
由于Buck电路的输入工作在断续状态下，若不加入储能电容，光伏阵列的工作时断时续，不能工作在最佳工作状态，加入了储能电容后，Buck电路功率开关断开时光伏阵列对储能电容充电，使太阳能电池始终处于发电状态，此时调节Buck电路占空比才能有效跟踪最大功率点，因此储能电容对于利用Buck电路实现MPPT功能是必不可少的，然而在大负荷情况下，储能电容始终处于大电流充放电的状态，对其可靠工作不利，同时由于储能电容通常为电解电容，增大了MPPT装置的体积，使整个系统变得笨重。
此外，后级DC／AC电路为了能得到正常的输入工作电压，前级的输出电压不能太低，而光伏阵列的电压随着日照等因素变动较大，其输出电压低时若通过Buck电路降压，则逆变器无法工作，所以不采用Buck电路。
相比之下，Boost变换器可以始终工作在输入电流连续的状态下，只要输入电感足够大，电感上的纹波电流小到接近平滑的直流电流，因此只需加入通量较小的无感电容甚至不加电容，避免了加电容带来的弊端。
Boost电路简单，功率开关器件的驱动设计方便，因此，选用Boost升压电路。
光伏并网发电系统主电路的拓扑结构图如图所示。
光伏阵列输出的额定直流电压为50--一80V之间，通过DC／DC变换器转换为DClink的直流电。
后级的DC／AC逆变器，采用逆变全桥，作用是将DClink直流电转换为220V／50Hz的正弦交流电，实现逆变向电网输送功率。
DClink的作用除了连接DC／DC变换器和DC／AC逆变器，还实现了功率的传递。
系统主电路的拓扑结构如下：
图2.3系统主电路的拓扑结构
2．2光伏并网发电系统的工作原理
2．2．1前级电路的工作原理
1）电路原理图
Boost电路由开关管Q1，二极管D，电感L，电容C组成。
Boost电路的作用是将电压Upv升压到Udc。
，其中，Upv是光伏阵列的输出电压，Udc是Boost电路的输出电压。
Boost电路原理图如下
图2.4Boost电路原理图
2）工作过程
在每个斩波周期内，开关管Ql导通、关断各一次。
开关管Q1导通时，等效电路如图所示，流过电感L的电流为t，在电感未饱和前，电流线性增加，电能以磁能的形式储存在电感L中。
此时，由于二极管阳极接在电源负极，二极管关断，电容C只能向电阻姓放电，提供电阻电流名，。
当二极管关断时，其等效电路如图所示，由于流过电感的电流不能突变，电感工两端的电压极性改变，此时，电源和电感串联，向电容和电阻供电。
简言之，开关管Q1导通时，二极管反偏，输出级隔离，由输入端向电感提供能量；
开关管Q1断开时，输出级吸收来自电感和输入端的能量。
根据上述分析，列出工作过程中的关系表达式如下：
式中，Ts为开关管的开关周期；
D为占空比；
DTs为开关管的导通时间；
1-DTs为开关管的截止时间。
整理后得
3）工作原理
根据电感电流在周期开始是否从零开始，是否连续，可分为连续的工作状态或不连续的工作状态两种模式。
由于电路在断续工作时，电感电流的不连续意味着光伏阵列输出的电能在每个周期内都有一部分被浪费了，而且纹波也会大些。
因此一般把Boost电路设计为连续导通的工作状态。
2．2．2后级电路的工作原理
光伏并网发电系统的逆变器采用单相全桥逆变器结构，其拓扑结构图如图所示。
图2.4单相全桥并网逆变器主电路结构图
2）工作原理
上图所示是单相全桥并网逆变器主电路结构图，其中un（t）是电网电压，Udc是输入的恒定的直流电压，us（t）是逆变器的输出电压，in（t）是从逆变器输出到电网的电流。
Ln为交流输出电感，Cdc为直流测支撑电容，即前级Boost电路的输出电容，T1~T4是主开关管，Dl-D4是其反并联二极管。
对四个开关管进行适当的PWM控制，就可以调节电流式in（t）为正弦波，并且与电网电压Un（t）保持同相位。
光伏并网发电系统要求在并网逆变器的输出侧实现功率因数为1，波形为正弦波，输出电流与网压同频同相，其控制策略与一般独立的电压型逆变器的控制策略有所不同，如图2.4中，每个开关器件上都反并联一个二极管，起着续流的作用。
交流侧电感的作用在于：
（1）有效抑制输出电流的过分波动；
（2）将开关动作所产生的高频电流成分滤除；
（3）由于输出电感的存在，输出电流t的基波分量式。
在其上产生一个电压jwLIN。
，这样，变换器的输出电压us的基波us1和电网电压un之间将产生一个位移量9，通过PWM控制开关器件使变换器的输出电压us满足上述的矢量关系，这样在理论上可以实现输出电流与电网电压同频同相。
本论文采用脉宽调制方式，通过控制开关器件Tl~T4的导通和关断时间，实现能量从并网逆变器向电网传递，达到输出功率因数为l的目的。
图2.5逆变器电路图
第三章光伏并网发电系统的设计
逆变部分是整个光伏并网发电系统的重要组成部分，逆变部分包括：
主电路、控制电路和保护电路、驱动电路及输出滤波电路四部分。
其中主电路主要完成能量变换，吸收电路软化开关器件的开关曲线；
控制电路完成对输出电流的控制以满足并网的要求；
保护电路主要对各种故障进行保护；
驱动电路是功率主电路和控制电路的接口电路；
输出滤波电路主要滤除高次谐波，提高输出波形的质量。
系统的设计参数是：
输入电压范围为50V～80V，额定输出电流为5A，额定功率为1．1kW。
3．1主电路的设计
并网逆变器的主电路采用单相全桥主电路，通过对逆变器进行适当的控制，可使交流侧电流接近于正弦波，功率因数可为单位功率因数。
开关管IGBT的选择主要考虑以下几个方面：
1）电压容量：
在IGBT工作过程中，C、E两端的电压峰值不应超过IGBT的最高耐压值，否则，器件将被过压击穿而损坏；
2）电流容量：
在IGBT工作时，集电极峰值电流必须处在IGBT开关安全工作区以内（小于2到3倍额定电流）；
3）散热要求：
IGBT在开关过程中会产生大量的开关损耗而使器件发热，因而在考虑选择器件时必须综合考虑装置的散热条件。
分别从以上三个方面考虑，在本系统中，IGBT的C、E两端承受的电压为直流400V，考虑到器件开关过程中电压峰值的影响，选取一定的电压裕量，因而选取IGBT的耐压值为600V；
电流方面，单相全桥的额定工作电流为5A，最大为7．1A，因而为了保护系统的工作安全，对开关管电流选取了较大的裕量，取额定电流为20A；
散热方面，为了保证开关管的充分散热，采用添加散热器的措施。
总之，本论文中的系统采用的是IR公司型号为IRG4PC40UD的IGBT作为主电路桥臂的开关管，其主要参数为：
耐压600V，额定电流20A。
3．2控制电路及保护电路的设计
3．2．2并网同步的实现
根据电流控制型并网逆变器原理，为使光伏并网发电系统的有功功率输出达到最大，必须控制输出电流的频率和相位，使它们与电网电压严格同步。
所以电网相位的跟踪是必须解决的问题，一般采用锁相环（PLL）实现。
1）锁相环的原理与实现
锁相环是指能够自动跟踪输入信号频率与相位的闭环反馈控制系统。
目前传统的模拟锁相环（AnalogPLL．APLL）主要由鉴相器（PD）、环路滤波器（LF）和压控振荡器（VCO）组成。
鉴相器的输入是电网电压的采样信号Vac和压控振荡器的输出Vout，鉴相器的输出为误差信号Ve，该信号为Vac和Vout相位差的线性函数。
环路滤波器滤除Ve中的高频信号后得到Vc，再由Vc来控制压控振荡器来改变输出信号Vout的频率和相位来逼近Vac的频率和相位。
当环路锁定时，输出信号和输入信号同频同相。
锁相环原理框图如图所示。
图3.1锁相环原理框图
随着大规模集成电路的发展和应用，出现了数字式锁相环（DigitalPLL．DPLL）和将鉴相器、压控振荡器、可编程计数器等集成于一个集成电路（IntegratedCircuit—IC）的混合锁相环（HybridPLL-HPLL）。
APLL、DPLL、HPLL都是以硬件电路方式实现锁相功能的，有着较为复杂的硬件电路，因此在使用过程中会遇到硬件电路不可避免的问题：
直流零点漂移、器件饱和等。
随着DSP技术的发展，逐渐采用软件锁相环（SoftPLL．SPLL）避免了APLL方式的缺点，得到了广泛的应用。
软件锁相环的基本组成如图所示。
图3.2软件锁相环的基本组成
本论文中，并网电流的频率和相位与电网电压严格同步是通过软件锁相实现的，即由输入信号的硬件整形电路和锁相软件配合完成。
软件锁相环是将典型的锁相电路中由硬件来完成的功能改用软件编程的方式来实现。
电网电压信号通过硬件电路整形后产生与其同步的TTL方波信号，将该方波信号送入到TMS320F2812芯片的CAPl引脚，TMS320F2812内部软件为CAPl分配了一个计数时基，同时设定该时基为递增计数模式，只捕捉TTL信号的上升沿，并记录下此时定时器的值，这样相邻两次定时器值的差即为所测电网电压的周期，用该周期作为正弦调制波的周期，即输出并网电流的周期。
同时，通过判断电网电压过零时正弦表格指针所在的位置来判断二者之间的相位差，相应的调整给定并网电流的正弦表格的指针，最后实现二者的同频同相。
此系统的锁相是由捕获中断和定时中断共同完成的，定时中断用来输出SPWM波，捕获中断用来完成并网电流的周期计算和相位调整，具体是利用电网电压的周期来实现计算T1PR值作为给定并网电流周期，实现与电网电压的同频；
通过调整正弦表指针PTR来实现和电网电压同相。
其中，正弦表格为200个点，载波频率为10kHz，具体的锁相环软件流程如图所示
图3.3锁相环软件流程
2）同步信号检测电路设计
在进行逆变器输出电流和电网电压同步的过程中，DSP需要采集电网电压信号的相位，由于TMS320F2812芯片只能采集TTL电平信号，所以需要辅助的硬件电路将电网的正弦波电压信号转换为幅值为3．3V的方波信号，该方波信号和正弦波电压信号具有相同的过零点，即在电网电压上升过零点处，方波信号变成高电平。
本论文采用的硬件电路如图所示。
图3.4硬件电路
图中的电压传感器将电网电压变成同相位的弱电信号，该信号经过比较器，即可得到与电网电压同相位的TTL方波信号，如图上所示。
得到的方波信号经过光电隔离和电平转换后，将幅值为3．3V的方波信号送到DSP芯片的捕获引脚CAP4上，捕获单元在检测到上升沿时触发中断，进行锁相。
实验波形图如图下所示
图3.5电网电压及TTL脉冲信号波形
3）TMS320F2812芯片事件管理器模块和捕获单元介绍
TMS320F2812芯片有两个事件管理器，EVA和EVB，是数字电机控制应用的重要外设，能够实现机电设备控制的多种必要的功能。
每个事件管理器模块包括：
定时器、比较器、捕获单元、PWM逻辑电路、正交编码脉冲电路以及中断逻辑电路等。
捕获单元可以捕捉到捕获单元外部引脚的跳变，捕获单元的外部引脚一旦出现跳变，就会使能触发。
每个事件管理器有3个捕获单元，每一个捕获单元都有一个相应的捕获输入引脚。
捕获单元被使能后，输入引脚上的跳变将使所选择的通用定时器的计数值装入到相应的FIFO堆栈，同时如果有一个或几个有效的捕获值存到FIFO堆栈（CAPxFIFO位不等于O），将会使相应的中断标志位置位。
如果中断标志未被屏蔽，将产生一个外设中断请求。
每次捕获到新的计数值存入到FIFO堆栈时，捕获FIFO状态寄存器CAPFIFOx相应的位就进行调整，实时的反映FIFO堆栈的状态。
从捕获单元输入引脚发生跳变到所选通用定时器的计数值被锁存需要2个CPU时钟周期的延时。
复位时，所有捕获单元的寄存器都被清零。
3．2．3SPWM波的产生
1）SPWM波生成的流程图
SPWM波的产生可以通过硬件电路生成或通过软件编程生成。
通过硬件电路实现SPWM波的方法往往电路复杂，控制精度难以保证。
而用软件编程的方法由于是采用数字控制方式，可以获得调节灵活、稳定可靠、性能优越的控制效果，但是要求中央处理器的运算速度快，运算能力强。
TMS320F2812芯片具有高速优异的运算功能和功能强大的PWM波发生模块，本论文采用软件编程的方法生成SPWM波。
SPWM调制信号生成说明如图所示。
图3.6SPWM波生成的流程图
SPWM调制信号生成说明.通过软件编程的方法来生成SPWM波，其原理是基于正弦控制波和三角载波相交以确定开关通断时刻。
用软件生成SPWM波一般有两种方法：
查表法和计算法。
查表法，即离线计算出对应的脉宽数据，写入EPROM，实际控制时，由DSP通过查表和加减运算得到脉宽和间隔时间，以此控制功率器件的开通时间。
计算法，即根据理论推导出脉宽函数表达式，由DSP在实际控制时实时在线计算，以获得相应的脉宽和间隔时间。
一般来说，前者将占用大量存储空间，而后者则需大量的运算时间。
本论文采用的是查表法来生成SPWM波。
3．2．4保护电路
过热保护
通过功率开关器件的电流虽没有超过其额定电流，但若散热条件变差，其结温同样会急剧上升。
若结温超过其额定结温，功率开关器件也会烧坏。
因此有必要设置结温保护。
一方面给开关管加散热片和给系统加装风扇，以降低开关管和系统温度。
另一方面，在散热片靠近功率器件的地方加装一个常闭继电器，当散热片温度超过允许温度时，继电器触点断开，控制电路检测到触点断开就使主电路停止工作。
由于温度变化比较慢，故可以在主程序中采用查询方式进行处理。
3．3驱动电路
驱动电路是指将DSP输出的PWM进行放大、隔离，从而可以安全驱动开关器件的电路。
驱动电路采用IR公司的专用驱动芯片IR2110。
IR2110是一款高电压、高速的功率MOSFET和IGBT驱动芯片，逻辑输入与标准CMOS或LSTTL集成电路兼容。
IR2110芯片具有以下特点
1）具有电压自举特性，电压可以达到500V,--600V，能承受暂时负电压dv/dt的冲击；
2）门极驱动电压范围在10V-20V之间，驱动能力强；
3）当门极驱动电压欠压时，脉冲封锁；
4）响应速度快；
5）适合于MOSFET管和IGBT管提供脉冲，集成度高，可驱动同一桥臂的开关管；
6）成本低、易于调试，并设有外部保护封锁断口；
7）上管驱动采用外部自举电容上电，驱动电路数目较其它IC驱动减少。
图为用IR2110设计的驱动电路原理图。
电容C2为自举电容，Dl为自举二极管。
D1、D2和D3都必须选用超快恢复二极管。
由于逆变全桥电路共有四个功率开关器件，所以需要两片IR2110驱动芯片。
IR2110典型连接图
图3.7IR2110典型连接图
在实际电路中，驱动部分的控制框图如图下所示，反相器l采用4049，反相器2采用7406，使用反相器是为了增大驱动能力，光耦采用6N137，主要起隔离作用，将主回路与控制回路隔离开来。
图3.8驱动部分控
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