LED照明以其发光效率高.docx

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LED照明以其发光效率高

LED照明以其发光效率高

对调光和操纵技术提出了越来越高的要求。

当前用户要紧关怀的是，LED灯具必须要使用安全、重量轻、寿命长、不阻碍用户健康，并可适用于现有的调光设备以及能够承担的价格。

要满足用户的愿望，就要求驱动电源转换效率高、输出电流纹波低、无光耦设计，同时在接入任何调光器，不管是支持或者不支持的型号，都要保证灯具的安全性能。

这对LE的驱动电源提出了极大的挑战。

越来越多的LED灯具厂商意识到，传统的驱动方式专门难同时兼顾到所有的要求，无法大量推广LED灯。

数字电源技术突破了传统方案的局限性，能够对用户的要求进行整合和优化，为LED驱动和调光操纵提供一个完整的解决方案。

本文针对LED灯的具体设计问题来讨论数字技术的优势和解决问题的方法。

LED驱动技术

高效率无光耦转换LED的驱动电路把能量从交流电网转换为本身发光所需的直流形式。

能量在转换的过程中会有损耗。

转换效率越高，损耗越小，对驱动部分散热的要求也越低。

绝大多数LED灯采纳灌胶和铝散热器来解决散热问题。

对用户而言，高效率的驱动方案能够降低驱动电路的散热成本，减轻LED灯的重量。

降低电路温升还有利于提高LED灯的使用寿命。

传统的隔离驱动方案利用光耦传递二次侧的电流信号给一次侧操纵器来坚持稳固的输出电流。

二次侧检测电路增加了驱动电路的复杂性、成本和损耗。

光耦的使用还降低了可靠性。

因此，主流的LED灯生产厂家都开始采纳无光耦的原边反馈技术。

当前，数字原边反馈技术差不多成熟同时得到了广泛应用。

数字操纵能够实现无光耦反馈的输出电流的精确操纵。

利用变压器反馈波形，数字技术还能够实现波谷开通来提高转换效率。

a无光耦精确电流操纵图1（a）显示一个原边反馈的反激变换器。

一次侧和二次侧的电流波形显示在图1（b）中。

平均输出电流Iout=1/2XXXX,那个地点Isp是变压器副边绕组的峰值输出电流；Trst是变压器磁复原时刻；Tprd是开关周期。

在理想情形下，原边峰值电流Ipp=XXXX，其中Np和Ns是原边和副边绕组匝数。

因此，输出电流Iout=XXXXXX。

现在假定Iset是设计输出电流，数字操纵器能够通过操纵原边峰值电流Ipp=XXXXX来获得所需的输出电流。

b波谷开通操纵波谷开通的要紧目的是获得高效率。

图2是MOSFET关断以后耦合到变压器辅助绕组上的电压波形。

如图2所示，变压器在T1时刻点完成磁复原。

然后磁化电感和MOSFET漏级杂散电容开始谐振。

假如MOSFET的开通正好处在漏源电压谐振的谷底T3，就能够达到最低开关损耗。

同时电磁干扰的减小有利于提高输入滤波器的效率。

利用数字技术对辅助绕组上的电压波形作分析，能够专门简单的实现波谷开通的功能。

低电流纹波设计LED照明不仅需要精确和稳固的电流，还要求电流的纹波专门低。

科学家研究说明，低于165Hz的闪耀，不管来自可见光依旧不可见光，都有可能引起偏头痛或者视觉不适。

低于70Hz的闪耀甚至会对少部分人引发癫痫。

因此，美国电气和电子工程师协会（IEEE）正在制定相关标准来引导对人体健康无危害的LED照明驱动的设计。

一个输入呈阻性的电源系统内部一定要存在储能元件，当输入电压低的时候能够提供能量给负载。

假如能量进行单次转换又要求输入呈阻性，其需要专门大的输出电容来降低负载的电流纹波。

假如能量进行二次转换能够解决那个问题。

通常的二次转换形式是结合Boost输入级和反激式输出级。

输入级要紧操纵驱动电源的输入阻抗。

反激式电源提供低纹波输出电流。

二次转换操纵的复杂性专门高。

专门是当接入调关器的时候还需要和谐输入级和输出级的能量平稳。

图3是常用的二次转换系统结构。

传统的二次转换操纵方案需要同时得到输入电压Vin、Boost电流IL、中间电容上的电压Vbulk、反激式原边电流Ip以及电压的反馈Vout，操纵成本专门高，因此专门难得到广泛应用。

数字操纵技术提供了简单的一次侧反馈方法，还能够推测中间电容电压，因此只需要检测输入电压Vin并解析变压器反馈信号就能实现完整的二次转换操纵。

大大简化了系统的操纵成本。

全面的驱动爱护在LED灯具的设计，生产和使用的过程中，驱动电源有可能面对LED负载的短路、开路，驱动电源板的短路、虚焊，接插件的错接、反接等等问题。

全面的驱动爱护能够简化LED灯具的设计和生产，延长使用寿命，降低生产成本。

对系统状态进行实时监测并做出精确判定是数字操纵的一个长处。

数字操纵能够快速地实现

*LED负载的开路爱护

*LED负载的短路爱护

*LED负载的过热爱护

*LED灯的限功率操纵

*操纵器的各管脚的开路和短路爱护

动态的调光器阻抗配合传统的调光器要紧用于驱动纯电阻负载，包括前沿切相调光器，后沿切相调光器和智能调光器等等。

由于负载是白炽灯，传统的调光器功率都在200W-600W。

LED驱动电源的特性正好相反——小功率，容性负载。

为了能够兼容这些调光器，LED驱动电源必须提供阻性或者是类阻性的负载才能使调光器稳固工作。

利用功率电阻直截了当提供阻性负载是一种传统的解决方案。

这种方式的调光成效好，然而其要紧问题是效率低。

这与LED灯高效率的优势背道而驰。

另外一种常见的方案是利用功率因数整流技术，使输入电流跟随输入电压变化，因而提供类阻性负载。

这种方案往往适用于高功率LED驱动应用上。

关于普及的小功率家用和商用LED驱动，其问题是输入阻抗往往过高，专门是调光器和驱动部分EMI抑制元件的相互作用往往使得其无法保证有足够大的输入电流去坚持可控硅的稳固工作。

假如调光信号处理不行就会造成LED闪耀。

数字操纵技术能够灵活地结合功率因数整流技术和动态阻抗匹配方法。

当操纵器检测到调光器存在的情形下，依照调光器输出的相位角，操纵器提供匹配的阻抗来坚持可控硅的导通。

在操纵相位角判定完成以后，操纵器能够利用高阻抗来关断可控硅，同时通过功率因数整流技术来坚持输入的波形。

图4所示后切和前切调光器波形。

OUTPUT（TR）是Boost驱动操纵。

例如当检测到后切波形时，Boost驱动完全打开，快速地泄放输入端电荷；相反，当前切调关器可控硅关断后，Boost驱动则缓慢地泄放输入端电荷。

在这两种情形下，输入的相位都能够得到完整地复原。

目前市场上专门多操纵器都要求可控硅导通一个完整的交流周期，对提高调光的效率专门不利。

利用数字技术能够大大降低调光的损耗，符合绿色照明的宗旨。

完美的用户调光体验用户差不多适应于白炽灯的调光，因此往往期待LED的调光性能接近甚至超过以往的体验。

因此调光性能关于宽敞用户同意LED灯专门重要。

调光性能的好坏完全取决于驱动电源的操纵。

目前市场上的一些可调光的LED灯在专门多方面无法满足用户的需要。

比如说，假如多个LED灯连接在同一个调关器上，各个灯的亮度会有明显的差别，这是调光的一致性。

还有，用户调光时，期望赶忙看到调光的成效，然而又不期望看到突然的亮度跳跃甚至熄灭，这是调光的动态响应。

一些LED灯的光照度随着输入电压而变化，在一些电网电压波动比较大的地区就会阻碍用户的使用。

更重要的是，假如LED灯不能稳固照明而是不停的闪耀，用户是无法同意的。

专门多LED灯利用平均输入电压或者近似均方根输入电压来操纵输出电流。

假如每个LED灯对输入电压的检测和判定有差别，就会造成输出光照的不一致。

假如输入电压降低，检测的平均电压会降低，LED灯输出光照就会减小。

而利用数字技术则能够实现对输入信号相位的的检测。

由于相位是一个时刻量，输入电压的变化对相位的阻碍有限。

因此，假如结合输入电压和相位的检测，能够实现稳固同时一致的输出光照。

数字算法还能够检测用户调光的速度来推测可能的调光的位置，使得输出电流快速的跟随用户的指令来变化。

如此平稳了调光的动态响应和准确性，防止了调光过慢或者光照的过调。

使得用户调光的体验接近传统的白炽灯

调光安全性当用户购买LED灯以后，生产厂商无法完全了解其使用环境。

交流输入的频率能够是50Hz或者60Hz；调关器能够是支持的或者是不支持的；电网电压会产生波动，也会产生畸变；等等。

诸多因素会阻碍LED灯的亮度变化甚至安全性。

驱动电路的设计必须考虑这些可能发生的环境变化，具备相应的计策。

当前的数字操纵技术实现了

*自动调光模式识别。

操纵器能够自动识别前切相式调光器和后切相式调关器，甚至在运行过程中承诺前后切调光器的转换。

*自动检测不支持的调光器。

假如某一种调光器是所生产的LED灯不能支持的，数字技术能够依照其输出波形，迫使LED灯进入爱护模式，保证了用户的使用安全。

*自动防止多次快速启动。

由于LED灯要求启动快，当LED灯发生故障，或者输入电压畸变严峻时，驱动电源有可能反复地重启动，造成驱动电路的过热。

数字操纵能够专门方便的判定路障的存在，防止频繁的重复启动。

典型的数字LED操纵系统

数字操纵LED系统结构图5是iWatt的iW3610系列数字调光操纵系统结构示意图。

iW3610操纵器采纳8个管脚的封装，实现了如下功能：

*调光器阻抗匹配

*输入功率因数操纵

*Boost电压的推测和操纵

*反激式变换器的一次侧恒流操纵

*调光器的类型检测和调光操纵

*完整的输入，输出和内部爱护

调光器识别和操纵流程图6是iWatt的iW3610系列数字操纵器的内部结构图。

VIN采样调光器的输出电压波形。

调光器信号通过模拟到数字转换进入调光操纵和相位检测数字模块。

依照前切或者后切相位的百分比，恒流操纵模块运算出所需的输出电流操纵量。

操纵量通过数字到模拟转换提供给原边电流操纵比较器（Ipeak）。

Isense检测原边电流信号，通过图1所示的恒流操纵原理，得到稳固的LED输出电流。

Vsense提供变压器反激的电压信号。

通过对反激信号的解析，操纵器能够获得输出电压，电流以及波谷的时刻点来实现各种爱护功能。

图7给出了调光器的启动检测。

调光器打开后，驱动电路开始充电。

当VCC供电电压达到启动电平，操纵器开始工作。

Boost操纵信号OUTPUT（TR）导通3-4个交流半周期，提供调光器一个低阻抗的回路来完成初始化。

在这期间，操纵器依照调光器输出的特点波形，确定输入的电压范畴、频率，和调光器的类型、相位角。

假如判定是所支持的调光器，就启动驱动电路，输出所对应的LED电流。

图8（a）

图8（b）

图8（c）

iW3610系列产品应用方案图8（a）给出了iW3610系列操纵器的一个具体应用方案。

图8（b）和（c）分别显示了后切调光器和前切调光器的实测波形。

总结

数字操纵技术在LED照明领域具有操纵灵活，调光性能好和爱护全面的优势。

针对越来越多的操纵和爱护要求，iWatt的iW3610系列数字操纵器正逐步成为LED通用照明的主流驱动操纵器。

iW3610系列数字操纵器适合灯具内置化驱动的要求，采纳数量不多的元件实现了高性能调光、较高功率因数、隔离驱动以及无光耦的精确恒流输出设计，优化了整体LED灯的散热性能。

整个设计的体积能够小至内置于E27/E26灯头的球泡或PAR灯内。

5W设计效率大于80%，10W设计效率大于85%，功率因数满足EnergyStar的要求，调光范畴达到1%-100%，同时支持欧美市场和亚洲市场上的主流调光器。

从前文的分析可知，串联式开关电源输出电压Uo与操纵开关的占空比D有关，还与储能电感L的大小有关，因为储能电感L决定电流的上升率（di/dt），即输出电流的大小。

因此，正确选择储能电感的参数相当重要。

串联式开关电源最好工作于临界连续电流状态，或连续电流状态。

串联式开关电源工作于临界连续电流状态时，滤波输出电压Uo正好是滤波输入电压uo的平均值Ua，现在，开关电源输出电压的调整率为最好，且输出电压Uo的纹波也不大。

因此，我们能够从临界连续电流状态着手进行分析。

我们先看（1-6）式：

式中Io为流过负载的电流（平均电流），当D=0.5时，其大小正好等于流过储能电感L最大电流iLm的二分之一；T为开关电源的工作周期，T正好等于2倍Ton。

由此求得：

（1-13）和（1-14）式，确实是运算串联式开关电源储能滤波电感L的公式（D=0.5时）。

（1-13）和（1-14）式的运算结果，只给出了运算串联式开关电源储能滤波电感L的中间值，或平均值，关于极端情形能够在平均值的运算结果上再乘以一个大于1的系数。

假如增大储能滤波电感L的电感量，滤波输出电压Uo将小于滤波输入电压uo的平均值Ua，因此，在保证滤波输出电压Uo为一定值的情形下，势必要增大操纵开关K的占空比D，以保持输出电压Uo的稳固；而操纵开关K的占空比D增大，又将会使流过储能滤波电感L的电流iL不连续的时刻缩短，或由电流不连续变成电流连续，从而使输出电压Uo的电压纹波ΔUP-P进一步会减小，输出电压更稳固。

假如储能滤波电感L的值小于（1-13）式的值，串联式开关电源滤波输出的电压Uo将大于滤波输入电压uo的平均值Ua，在保证滤波输出电压Uo为一定值的情形下，势必要减小操纵开关K的占空比D，以保持输出电压Uo的值不变；操纵开关K的占空比D减小，将会使流过滤波电感L的电流iL显现不连续，从而使输出电压Uo的电压纹波ΔUP-P增大，造成输出电压不稳固。

由此可知，调整串联式开关电源滤波输出电压Uo的大小，实际上确实是同时调整流过滤波电感L和操纵开关K占空比D的大小。

由图1-4能够看出：

当操纵开关K的占空比D小于0.5时，流过滤波电感L的电流iL显现不连续，输出电流Io小于流过滤波电感L最大电流iLm的二分之一，滤波输出电压Uo的电压纹波ΔUP-P将显著增大。

因此，串联式开关电源最好不要工作于图1-4的电流不连续状态，而最好工作于图1-3和图1-5表示的临界连续电流和连续电流状态。

串联式开关电源工作于临界连续电流状态，输出电压Uo等于输入电压Ui的二分之一，等于滤波输入电压uo的平均值Ua；且输出电流Io也等于流过滤波电感L最大电流iLm的二分之一。

串联式开关电源工作于连续电流状态，输出电压Uo大于输入电压Ui的二分之一，大于滤波输入电压uo的平均值Ua；且输出电流Io也大于流过滤波电感L最大电流iLm的二分之一。

我们同样从流过储能电感的电流为临界连续电流状态着手，对储能滤波电容C的充、放电过程进行分析，然后再对储能滤波电容C的数值进行运算。

图1-6是串联式开关电源工作于临界连续电流状态时，串联式开关电源电路中各点电压和电流的波形。

图1-6中，Ui为电源的输入电压，uo为操纵开关K的输出电压，Uo为电源滤波输出电压，iL为流过储能滤波电感电流，Io为流过负载的电流。

图1-6-a）是操纵开关K输出电压的波形；图1-6-b）是储能滤波电容C的充、放电曲线图；图1-6-c）是流过储能滤波电感电流iL的波形。

当串联式开关电源工作于临界连续电流状态时，操纵开关K的占空比D等于0.5，流过负载的电流Io等于流过储能滤波电感最大电流iLm的二分之一。

在Ton期间，操纵开关K接通，输入电压Ui通过操纵开关K输出电压uo，在输出电压uo的作用下，流过储能滤波电感L的电流开始增大。

当作用时刻t大于二分之一Ton的时候，流过储能滤波电感L的电流iL开始大于流过负载的电流Io，因此流过储能滤波电感L的电流iL有一部分开始对储能滤波电容C进行充电，储能滤波电容C的两端电压开始上升。

当作用时刻t等于Ton的时候，流过储能滤波电感L的电流iL为最大，但储能滤波电容C的两端电压并没有达到最大值，现在，储能滤波电容C的两端电压还在连续上升，因为，流过储能滤波电感L的电流iL还大于流过负载的电流Io；当作用时刻t等于二分之一Toff的时候，流过储能滤波电感L的电流iL正好等于负载电流Io，储能滤波电容C的两端电压达到最大值，电容停止充电，并开始从充电转为放电。

能够证明，储能滤波电容进行充电时，电容两端的电压是按正弦曲线的速率变化，而储能滤波电容进行放电时，电容两端的电压是按指数曲线的速率变化，这一点后面还要详细说明，请参考后面图1-23、图1-24、图1-25的详细分析。

图1-6中，电容两端的充放电曲线是有意把它的曲率放大了的，实际上它们的变化曲率并没有那么大。

因为储能滤波电感L和储能滤波电容构成的时刻常数相关于操纵开关的接通或关断时刻来说专门大（正弦曲线的周期：

T=），即：

由储能滤波电感L和储能滤波电容组成谐振回路的谐振频率，相关于开关电源的工作频率来说，专门低，而电容两端的充放电曲线变化范畴只相当于正弦曲线零点几度的变化范畴，因此，电容两端的充、放电曲线差不多上能够看成是直线，这相当于用曲率的平均值取代曲线曲率。

同理，图1-3、图1-4、图1-5中储能滤波电容C的两端电压都能够看成是按直线变化的电压，或称为电压或电流锯齿波。

实际应用中，一样差不多上利用平均值的概念来运算储能滤波电容C的数值。

值得注意的是：

滤波电容C进行充、放电的电流ic的平均值Ia正好等于流过负载的电流Io，因为，在D等于0.5的情形下，电容充、放电的时刻相等，只要电容两端电压的平均值不变，其充、放电的电流必定相等，并等于流过负载的电流Io。

滤波电容C的运算方法如下：

由图1-6能够看出，在操纵开关的占空比D等于0.5的情形下，电容器充、放电的电荷和充、放电的时刻，以及正、负电压纹波值均应该相等，同时电容器充电流的平均值也正好等于流过负载的电流。

因此，电容器充时，电容器储备的电荷ΔQ为：

（1-17）和（1-18）式，确实是运算串联式开关电源储能滤波电容的公式（D=0.5时）。

式中：

Io是流过负载的电流，T为操纵开关K的工作周期，ΔUP-P为输出电压的波浪。

电压波浪ΔUP-P一样都取峰-峰值，因此电压波浪正好等于电容器充电或放电时的电压增量，即：

ΔUP-P=2ΔUc。

顺便说明，由于人们适应上差不多上以输出电压的平均值为水平线，把电压纹波分成正负两部分，因此那个地点遵照适应也把电容器充电或放电时的电压增量分成两部分，即：

2ΔUc。

同理，（1-17）和（1-18）式的运算结果，只给出了运算串联式开关电源储能滤波电容C的中间值，或平均值，关于极端情形能够在平均值的运算结果上再乘以一个大于1的系数。

当储能滤波电容的值小于（1-17）式的值时，串联式开关电源滤波输出电压Uo的电压纹波ΔUP-P会增大，同时当开关K工作的占空比D小于0.5时，由于流过储能滤波电感L的电流iL显现不连续，电容器放电的时刻大于电容器充电的时刻，因此，开关电源滤波输出电压Uo的电压纹波ΔUP-P将显著增大。

因此，最好按（1-17）式运算结果的2倍以上来选取储能滤波电容的参数。