基于锁相技术的调频通信系统设计.docx

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基于锁相技术的调频通信系统设计

基于锁相技术的调制解调器电路设计

1、总体设计方案

众所周知，利用无线电通信系统可以将信息从一个地方传送到另一个地方。

一个通信系统的基本组成结构如图1所示，它主要有调制器、发射机、传输媒介、接收机及解调器组成。

各功能模块功能说明请参阅有关书籍或手册。

信息

信息

调制器

解调器

接收机

传输媒介

发射机

图1通信系统组成结构框图

1．1设计任务

本次实验的主要任务是设计一个基于锁相技术的频率调制器和解调器。

其原理方框图如图2（a）和图2（b）所示。

调制信号

低通滤波器LPF

压控

振荡器

环路

滤波器

鉴相器

分频

放大

晶体振荡器

图2（a）锁相环频率调制器原理方框图

环路

滤波器

鉴相器

分频

选频

放大器

带通滤

波器

解调输出

调频波输入VO

放大

压控振荡

器器

图2（b）锁相环频率解调器原理方框图

图2（a）为锁相环构成的锁相调频电路系统框图。

它主要由晶体振荡器、分频器、鉴相器、环路滤波器、放大器、压控振荡器组成。

锁相调频电路能够得到中心频率稳定度很高的调频信号。

实现锁相调频的条件是，调制信号的频谱要处于低通滤波器通带外，并且调制指数不能太大。

这样，调制信号不能通过环路低通滤波器，因而在环路内不能形成交流负反馈，调制频率对环路无影响。

锁相环只对VCO平均中心频率不稳定所引起的分量（处于低通滤波器通带内）起作用，使其中心频率锁定在晶振频率上。

锁相调频克服了直接调频中心频率稳定度不高的缺点。

这种锁相环路叫载波跟踪型PLL。

图2（b）所示为锁相环构成的锁相鉴频电路系统框图。

它主要由带通滤波器、选频放大器、分频器、鉴相器、环路滤波器、放大器、压控振荡器组成。

当输入为调频波时如果将环路滤波器的带宽设计的足够宽，保证鉴相器的输出电压顺利通过，则VCO就能跟踪输入调频波中反映调制规律变化的瞬时频率，即VCO的输出是一个具有相同调制规律的调频波。

这时，环路滤波器输出的控制电压就是所需的调频波解调电压。

称为调制跟踪型锁相环。

1.2设计基本要求

1）掌握基于锁相技术的频率调制器和解调器的工作原理，组成结构。

2）采用贴片元件设计一个基于锁相技术的频率调制器和解调器。

3）给定频率调制器和解调器电路原理图以及相应的印制线路板图。

根据给定的工作频率等设计技术指标对锁相环路中压控振荡、选频放大、带通滤波器、限幅放大器元件参数进行分析与计算。

根据调制信号的频率等设计技术指标对环路低通滤波器的元件参数进行分析与计算。

3）频率调制器和解调器能实现直联通信。

4）记录环路各模块输入输出波形图，已调波频谱分析图等。

1.3设计技术指标

1.3.1调制技术指标

1）：

输出幅度:

几百mv---2v

2）载波频率：

30.0MHz～60.0MHz

3）频偏：

△f≥10KHz

4）电源电压：

7.5—12V（经稳压后实际加到电路中的Vcc为5V电压）

5）负载：

50

6）调制信号：

可以传1KHz音频信号也可以传数字信号即M3序列信号

1.3.2解调技术指标

1）灵敏度（12dB信纳比）：

≤45dBuV

2）失真度：

≤10％

3）信噪比（S/N）：

越高越好

4）接收机带宽：

≤300KHz

5）本振频率：

根据调制器的工作频率自定

6）电源工作电压：

7.5—12V（经稳压后实际加到电路中的Vcc为5V电压）

1.3.3扩展部分（从以下任选一项）

根据调频通信特点和原理，通信扩展部分在调制信号上做文章。

以下列举一些常见的针对调制信号的例子。

1）话音通信：

根据本系统特点，可实现单工话音通信。

2）数字遥控：

发射端采用简单的数字键盘实现对指定接收设备的遥控，包括简单或加密的等。

3）无线数字串行接口（可实现PC到PC之间的数字通信）。

注：

扩展部分可以利用科创3A提供的小系统板实现。

能验证传输的是什么数字信号或字符信号。

本实验不提供涉及扩展部分的器材或元器件。

能完成扩展部分最高可加分。

2．调制器各部分原理电路分析与设计原则

2.1．压控振荡器的分析与设计

本次实验，频率调制器和解调器中采用相同的压控振荡电路。

我们以调制器中的

压控振荡电路为例，对其工作原理进行分。

压控振荡电路如图4—1所示。

图4--1压控振荡电路

图4--2压控振荡器的交流通路

图4—2所示为压控振荡器的交流通路；其振荡类型为改进型电容三端式振荡器，具

频率稳定度高，输出波形平稳等优点。

采用两个变容二极管背对背串联的好处在于减小加在每个变容二极管上的高频电压，以利提高频率稳定度。

图中L2C6并联谐振回路的角频率为ω=1/（√L2C6），谐振在基频上即ω≈ωo，回路相移为0，呈纯阻，两端电压最大。

对高次谐波频率具有很强的抑制能力。

若忽略L2C6并联谐振回路对振荡回路的影响，则压控振荡器振荡频率主要由L1、C7、C2、C5、C3、C1、C4参数决定，其中C4为可变电容，C1C3为变容二极管静态工作点处的电容，则压控振荡器的中心频率为

fo=1/（2Π√[（C3+C1+C4）+C2//C5//C7]*L）

反馈系数F≈C5/C2

图4—1所示为压控振荡器路中，R2,R7,R10组成直流偏置电路，

主要为振荡器提供合适的偏置，保证放大器开机就能满足起振

振条件，使AF>1，A为放大器在小信号时的增益，F为反馈系数。

反馈系数一般按（1/2~1/8）取。

F≈C5/C2

在图4—1所示为压控振荡器路中，R1，R11，R18为变容二极管

CR1提供2.5V的直流偏压。

变容二极管CR2上的控制电压来自于环

路滤波器的输出电压，反映了压控振荡器瞬时频率的变化规律。

2.2放大电路

图4—4所示为非谐振高频放大器，主要作用是对压控振荡器产生的正弦波调制信号进行放大，以推动后级的分频电路。

要求输出电压幅度足够大，至少大于3.5V以上。

图中R13,R14,R15组成直流偏置电路，主要为放大器提供合适的偏置，保证放大器工作在放大状态。

图4--4放大电路

2.3分频电路

图4—5所示为除2分频器。

主要作用是将放大后的

正弦波调制信号进行除2分频，得到整形后的方波信号，

送到鉴相电路的时钟输入CLK端口，即TP9端。

并与来自晶体参考频率的振荡信号进行相位比较。

图4--5

2.4参考频率振荡电路

图4—6所示为高稳定性的晶体振荡电路。

主要作用是产生一个与经过二分频的压控振荡器频率相等的参考频率。

并将此信号送到鉴相器与经过二分频的压控振荡器的信号进行相位比较。

图4--6晶体振荡电路

2.5鉴相电路

图4-7所示为鉴相电路，主要由两个具有复位功能的D触发器作状态寄存器构成。

设D触发器为上升沿触发，且经过二分频的压控振荡器的信号和晶振振荡器的参考频率信号分别作为两个D触发器的CP。

触发器的数据端D接高电平，输出取自Q5和Q9。

复位后的初始状态Q5Q9=00，当CP信号，（即参考晶振频率信号fR）上升沿来到时，Q9=1，Q5保持为0，直到经过二分频的VCO信号fV的上升沿到来，Q9变为1，此时两个D触发器的输出变为Q5Q9=11，通过D6D3R32组成的电路，使两个D触发器复位，回到初始状态Q5Q9=00。

由此可看出，只有一个短暂的时间（二极管和触发器的时延）使两个D触发器同时置1，因此电路不可能在Q5Q9=11状态停留，另一方面Q5Q9有一段时间同时为高，但是它们的平均值仍然正确反映了输入频率与相位的差值。

图4-7所示鉴相电路的功能是取出两输入信的相位差，通过低通滤波器将相位差转变为控制VCO的平均电压。

fR

fV

Q9

Q5

t

图4-7（a）fR>fV

图4-7（b）鉴相电路

注：

解调器采用了相同的鉴相电路，其工作原理，分析设计方法完全一样。

2.6环路滤波器

环路滤波器（LF）是低通滤波器，它是由电阻、电容可能还有

放大器组成的线性电路。

它的输入是鉴相器的输出电压，它滤除

鉴相器输出中的高频成分和噪声，取出平均分量去控制压控振荡器的频率。

图4-8为采用差分放大器将Q1Q2两路鉴相信号变换为平均电压输出的原理电路。

图4-8用差分放大器转换Q1Q2

图4-9为本次实验中采用的滤波电路。

主要功能是将鉴相器

输出脉冲Q5Q9的宽度转换为平均电压输出，这里采用的方法

主要是将D触发器Q5Q9输出的脉冲先经过低通滤器，这里Q5输出

的脉冲经过R20C36低通滤器，另一路Q9输出的脉冲经过

R21C37低通滤器后，再进行差值比较放大。

环路滤波器输出的

平均电压反映了D触发器Q5Q9两路输出相位信息。

若两路信号同频同相，则环路滤波器输出一稳定的直流电压。

图4-9环路滤波电路

必须注意：

调制器与解调器采用的环路滤波电路完全相同，

但调制器的环路带非常窄仅小于20HZ（如图4-9所示），

而解调器的环路带宽要比语音信号的带宽，即大于20KHZ。

2.7LPF低通滤波电路分析与设计

图4-2（a）为低通滤波网络，其归一化后低通滤波网络的传输函数可写为

（VS/2VO）=√1+Ω2n

或为

（VS/2VO）2=1+Ω2n

式中n为任意正整数。

按此式画出的曲线如图图4-1所示。

具有最平特性曲线。

α

αα

αp

0Ω

图4-1归一化后的低通滤波衰减特性界限图

给定滤波网络和衰减特性界限图如图4-2所示。

图4-2（a）中VS为滤波网络的输入电压，

αp为容许的通带最大衰减（若为3db），

αα指容许的最低衰减值（若为40db），RS为信号源内阻，

RL为其负载电阻，ωc指通带边缘角频率，ωS指阻带边缘角频率。

滤波网络

RS

VS~~RLVO

（a）滤波网络

α（db）

αα

αp

0dbωcωsω

（b）衰减特性界限图

图4-2滤波网络和衰减特性界限图

本次实验采用低通滤波电路如图4-9所示,其阻带衰减约40db.设RS=RL=50Ω。

图4-9具有最平传输特性的6阶低通滤波电路

表4-9具有最平传输特性低通滤波器n阶丌-T型网络参数的取值

n

C1

L2

C3

L4

C5

L6

C7

L8

C9

L10

2

1.414

1.414

3

1.000

2.000

1.000

4

0.7654

1.848

1.848

0.7654

5

0.618

1.618

2.000

1.618

0.618

6

0.5176

1.414

1.932

1.932

1.414

0.5176

7

0.445

1.247

1.802

2.000

1.802

1.247

0.445

8

0.3902

1.111

1.663

1.962

1.962

1.663

1.111

0.3902

9

0.3473

1.000

1.532

1.879

2.000

1.879

1.532

1.000

0.34730

10

0.3129

0.9080

1.414

1.782

1.975

1.975

1.782

1.414

0.9080

0.3129

n

L1

C2

L3

C4

L5

C6

L7

C8

L9

C10

已知选定的低通滤波器的衰减特性，信号源内阻RS、负载电阻RL。

根据低通滤波器的技术要求，表4-9给出了设计具有最平传输特性

低通滤波器n阶丌-T型网络参数的取值。

本次实验选用了一个具有

最平传输特性的6阶低通滤波电路如图4-9所示。

若图4-9所示T型

网络的元件参数如表4-9中所列的数值时，则该网络具有最平型的

传输函数。

注：

表4-9中首行内的项目与丌型网络相对应（未画出），

末行内的项目与图4-9所示T型网络相对应。

网络参数计算如下：

按图4-9所示T型网络的结构及元件值表4-9得出

归一化后的滤波器如图4-10所示。

图4-10归一化后的滤波器

将网络中各电感L乘以RS/ωc，各电容C除以（RSωc），即得出所需的各网络元件值。

L1=71nH,L3=265nH,L5=194nH,

C2=77.64PF,C4=106pF,C6=28.42pF

图4-11所示LPF低通滤波电路，截止频率大约为58MHZ，阻带衰减大约40db，.

主要用来滤除VCO振荡器中的噪声。

图4-11滤波电路

2.8音频放大电路

这是一个电压并联负反馈放大电路。

其工作原理，电路参数分析计算，可查阅相关资料。

3．解调器各部分原理电路分析与设计原则

3.1带通滤波电路

在解调器的前端加带通滤波，主要作用是频率预选，对其它干扰噪声有足够衰减.图4-10所示为K式带通滤波电路。

串联臂由两个L7、CR3串联谐振电路所代替，L8、C52组成并联谐振电路。

L7除以2，C52乘以2。

各元件参数的计算公式如式（4-10-1）。

.图4-11所示为谐振回路中心频率50MHZ左右，3db带宽为7—8MHZ,K式带通滤波电路。

根据式（4-10-1）计算的各元件参数值如图4-10所示。

L1=ZO/[丌（fc2-fc1）]

C1=（fc2-fc1）/（4丌fc2.fc1ZO）

L2=（fc2-fc1）ZO/（4丌fc2.fc1）

C2=1//[丌（fc2-fc1）ZO）]

式（4-10-1）

式中fo=√fc2.fc1

ZO=√L1/C1=√L2/C2

L1、L2单位为亨（H），C1、C2单位为法（F）。

ZO为传输线特性阻抗，fc2.fc1为上下截止频率。

fo为通频带中心频率（Hz）.

ZO，，fc2，fc1，fo通常为给定的值。

本次实验ZO，取50Ω。

（ZO=RO）

图4-10所示为K式带通滤波原理电路

图4-11K式带通滤波电路

b

fc1fofc2f

图4-12衰减特性

3.2高频小信号谐振放大电路

图4-11所示为本次实验中采用的两级相同的高频小信号谐振放大电路。

第一级中的各元件作用说明如下：

R3R10R11提供稳定的直流偏置，C10C6为耦合电容，C11C12为旁路电容，L1CR5组谐振回路，Q3为晶体管放大器，D2为双相限幅电路，C3C1R1组成电源去耦电路。

主要功能为选频放大。

对高频小信号谐振放大器要求是：

增益（放大系数）高，通频带宽，选择性好，矩形系数越接近1越好，工作稳定性好，噪声系数NF小，NF越接近1越好。

图4-11高频小信号谐振放大电路

3．2.1单调谐放大电路的分析与设计原则

3.2.2交流通路

图4-12单级单调谐放大电路的交流通路

3.2.3混合##型等效电路

Cb’c

brbb’c

rb’c,

rb’ecb’egmvb’erce

e

图4-13混合##型等效电路

brbb’c

rb’ecb’egmvb’e

e

图4-14简化高频管混合##型等效电路

图4-13中混合##型等效电路各参数意义如下：

rbb’：

基区体电阻，约15~50Ω

rb’e：

发射结电阻re折合到基极回路的等效电阻，约几十欧到几千欧

gm：

晶体管跨导，几十毫西门子以下

cM：

等效密勒电容

rb’c,MΩ数量级可看作开路

rce几十KΩ较大可看作开路

3.2.4简化高频管混合##型等效电路中参数计公式如下：

gm=1/re

re=kT/qIEQ=26（mv）/IEQ（mA）（Ω）

rb’e=（1+βo）re

cb’e+cb’c=1/（2丌fTre）

cM=（1+gmRL’）cb’c

式（4-1）

式中k为玻尔兹曼常数，T为室温，IEQ为发射极静态电流，βo为低频短路电流放大系数，fT为特征频率。

确定晶体管混合丌型参数可查阅手册，手册中一般给出rbb’，cb’c，，βo，fT参数。

根据式（4-1）计算出其它参数。

各参数均与静态电流IEQ有关。

3.2.5y参数计算

本次实验采用高频管MMBTH10,设Vce=5V,IEQ=2mA，主要参数为：

fT=650MHZ，βo=60，cb’c，=Cob=0.7PF,Cb’e=Cib=1.7PF。

取rbb’=50Ω，忽略rb’c,rce的影响,求该管在频率f=50MHZ时共发电路的y参数。

先计算混丌参数，再计算四个y参数。

根据已知条件得到

re=kT/qIEQ=26（mv）/IEQ（mA）=13Ω

gm=1/re=76.9ms

rb’e=（1+βo）re=793Ω

gb’e=1/rb’e=1.26ms

a=1+rbb’gb’e=1.063s

b=ωcb’erbb’=6.28x50x106x1.7x10-12x50=26.69ms=0.02669s

a2+b2=1.129969+0.00071=1.130679s

gie=（agb’e+bωcb’e）/（a2+b2）=1.3536ms/1.130679s=1.2ms

Rie=1/gie=835Ω

Cie=cb’e/（a2+b2）=1.7/1.130679S

=1.5PF

yie=gie+jωCie

goe=gce+agbc+（bωcb’cgmrbb’）/（a2+b2）≈198.75x10-6

=19.95x10-6s

coe=cb’c+（acb’cgmrbb’-bgbc）/（a2+b2）=0.7x10-12+0.5x10-12

=1.2x10-12F

|yfe|=gm//√（a2+b2）=76.9/1.063=72.34ms

|yre|=ωcb’c/√（a2+b2）

3.2.6单级单调谐放大器各项质量参的计算

#谐振时单级单调谐放大器的电压增益可写成Avo

Avo=-p1p2|yfe|/gΣ=-p1p2|yfe|/（2丌BCΣ）

式中

gΣ=p12goe+p22gie+go

CΣ=C+p12coe+p22Cie

#单级单调谐放大器的通频带

B=2⊿f0.7=fo/QL

式中QL为回路有载品质因数，其值为QL=ωoCΣ/gΣ

gΣ=ωoCΣ/QL=2丌foCΣ/（fo/B）

则单级单调谐放大器的电压增益又可写成

Avo=-p1p2|yfe|/（2丌BCΣ）

如果p1=p2=1，则

Avo=-|yfe|/（2丌BCΣ）

还可写成如下形式

AvoB=|yfe|/（2丌CΣ）

当|yfe|和CΣ为定值时，放大器谐振电压增益和通频带B的乘积为常数。

通频带B越宽则放大器谐振电压增益Avo越小。

要得到高增益，又保证足够的带宽，除了选用|yfe|较大的晶体管外，应尽量减小谐振回路的总电容量CΣ，即选用Cie、coe小的晶体管或减小回路的外接电容C。

#最大功率增益Apm可写成

Apm=ωT/（4ωrbb’cb’c）=fT/（8丌rbb’cb’c）x（1/f2）

式中f为放大电路的工作频率。

#晶体管最高振荡频率

fmax=√fT/（8丌rbb’cb’c）

最大功率增益Apm也可写成

Apm=（fmax/f）2

最大电压增益Avm也可写成

Avm=√Apm=fmax/f

3.2．7设计举例

单级单调谐放大电路如图4—11所示，其设计要求为，单级单调谐放大器的工作频率f=50MHZ，谐振电压放大倍数Avo=30db，谐振放大器的通频带B=300KHZ，设Vce=5V,IEQ=2mA，采用高频管MMBTH10主要参数为：

fT=650MHZ，βo=60，Cb’c，=Cob=0.7PF,Cb’e=Cib=1.7PF。

取rbb’=50Ω，p1=p2=1,该管在频率f=50MHZ时共发电路的y参数（前面已计算出）。

gie=1.2msCie==1.5PF

goe=19.95x10-6scoe=1.2x10-12F

|yfe|=72.34ms

计算LC回路参数

若回路电感L取1μΗ,则回路总电容为

CΣ=1/[（2丌fo）2L]=10.14PF

C=CΣ-p12coe-p22Cie’=7.44PF

式中Cie’=C6//C17//Cie≈1.5PF

谐振放大器电压增益

Avo=-p1p2|yfe|/（2丌BCΣ）

=-72.34x10-3/（6.28x300x103x10.14x10-12）

=-52.3

取对数得到单级谐振放大器的谐振时电压增益为34.3db.

3.2.8偏置计算

#查阅参考书:

电子线路（线性部分）,谢嘉奎等编著,高教出版社。

#

4．测试内容与要求

4.1压控振荡器VCO中心频率的调整与测试

调制器与解调器中压控振荡器VCO其电路完全一样，工作原理也一样，因而调试方法相同。

调制器中压控振荡器VCO调试步骤如下：

首先，不加音频控制电压，环路断开，将跳线S2短接1^2与参考电压连接，调接电位器使TP17处对地直流电位为2.5V，此时加到变容二极管CR2上直流电压为2.5V；

第二步用示波器观测压控振荡器VCO中心频率，可以在TP5处观测，或用频谱分析仪在S1端观测压控振荡器VCO中心频率,此时跳线S1用隔直偶合电容（0.01-0.1）短接1^2，调节振荡回路电容CR3，使VCO的中心频率为设计所需的频率值。

第三步加入1khz音频信号，即将跳线S7短接1^2与音频放大器的输出相连。

可用示波器在TP6处观测调频波形。

也可以将FM波经LPF低通滤波器后，在TP7处观测，并记录波形（幅值、失真等）。

解调器中压控振荡器VCO调试步骤如下：

首先，环路断开，将跳线S2短接2^3与参考电压连接，调接电位器使TP12处对地直流电位为2.5V，此时加到变容二极管CR2上直流电压为2.5V；

第二步用示波器观测压控振荡器VCO中心频率，可以在TP11处观测，或用频谱分析仪在J5端（此时跳线S3短接3^2）观测压控振荡器VCO中心频率，调节振荡回路电容CR3，使VCO的中心频率为设计所需的频率值。

4.2FM波频谱与带宽的测试

利用频谱分析仪测试FM波频谱与带宽，频谱分析仪操作方法查阅课程指导材料“使用N9320B频谱分析仪跟踪信号发生器功能”。

为了匹配，衰减器的输入阻抗和输出阻抗都为50Ω，再通过50Ω的同轴电缆线送入频谱分析仪，通过对频谱分析仪的有效设置，可获得调频波的频谱图，如下图所示：

图4-1加1KHZ正弦波调制信号的调频波频谱图

图4-2无1KHZ正弦波调制信号时的载波频谱图

图4-3加1KHZ正弦波调制信号调频波频谱图

从图中可得到发射机的中心频率与已调波的有效带宽。

也可以知道1KHZ正弦波调制信号是否有效的加到变容二极管两端。

根据定义：

工程上通常规定凡是振幅小于未调制载波振幅的10%的边频分量忽略不计。

测量方法如下：

先测未调制载波振幅（db），