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MC33066
高性能谐振模式控制器MC33066
摘要：
本文介绍了高性能谐振模式控制器MC33066的特点及其工作原理。
1.引言
MC33066是美国安森美半导体公司（OnSemiconductor）推出的一种高性能谐振模式控制器，适用于离线式和DC-DC变换器。
下面简要对MC33066的特点、引脚功能、电气参数以及工作原理进行介绍。
2特点和引脚说明
2.1特点
（1）内置变频振荡器，控制范围达到1000:
1；
（2）振荡器死区时间编程可控，截止时间可固定；
（3）内置精密的可重触发的单发脉冲定时器；
（4）内置精密带隙基准电源，可微调；
（5）带输出端起箝位功能的5.0MHz误差放大器；
（6）双路大电流图腾柱式驱动输出电路；
（7）欠压锁定阈值可选；
（8）控制器具有使能端；
（9）软启动电路可实现编程控制；
（10）在离线式变换器应用中，控制器的启动电流低。
2.2引脚说明
MC33066采用PDIP-16和SO-16两种封装形式，下面以PDIP-16为例进行介绍，其引脚排列如图1所示。
MC33066的引脚功能简介如下：
·OscDeadtime（引脚1）：
振荡器死区时间设置端。
该端外接振荡器死区时间设置电阻RDT。
·OscRC（引脚2）：
振荡器定时元件接入端。
该端外接定时电阻ROSC和定时电容COSC。
·OscControlCurrent（引脚3）：
振荡器最高频率限制端。
该端通过电阻RVFO与误差放大器的输出端相连。
·GND（引脚4）：
信号地。
·Vref（引脚5）：
精密5V基准电压输出端。
·ErrorAmpOut（引脚6）：
误差放大器输出端。
该端通过电阻RVFO向引脚3提供偏置。
·ErrorAmpInvertingInput（引脚7）：
误差放大器反相输入端。
·ErrorAmpNoninvertingInput（引脚7）：
误差放大器非反相输入端。
·Enable/UVLOAdjust（引脚9）：
使能端/欠压锁定阈值调节端。
·FaultInput（引脚10）：
故障检测信号输入端。
·CSoft-Start（引脚11）：
软启动电容接入端。
该端外接软启动电容。
·DriveOutputB（引脚12）：
驱动输出端B。
·DriveGnd（引脚13）：
功率地。
·DriveOutputA（引脚14）：
驱动输出端A。
·VCC（引脚15）：
偏置电源输入端。
·One-ShotRC（引脚16）：
单发脉冲定时器外接定时元件接入端。
该端外接定时电阻RT和定时电容CT。
3.额定参数
MC33066的额定参数如表1所示。
4.工作原理
MC33066是一种高性能谐振变换控制器，适用于离线式或DC-DC变换器。
MC33066采用频率调制，通过固定开关管的导通时间或截止时间实现对谐振变换的控制。
该控制器内部集成了死区时间可调的变频振荡器、单发脉冲定时器、带温度补偿功能的精密基准电源、带输出箝位功能的高增益宽带误差放大器、触发电路、软启动电路、故障检测电路、欠压锁定比较器以及双路大电流图腾柱式驱动电路等，其原理框图如图2所示。
4.1主控制回路
在变频振荡器、单发脉冲定时器和误差放大器的共同作用下，MC33066能够实现对输出脉冲宽度及重复率的控制。
单发脉冲定时器在振荡器的作用下触发，生成相应的驱动脉冲信号，该信号经过T触发器输入图腾柱式驱动电路。
误差放大器对变换器的输出电压进行监测，并对振荡器的工作频率作出相应的调整。
在主控制回路中，采用的都是高速肖特基逻辑电路，一方面可以最大限度减小传输延迟时间，另一方面可以提高系统得到高频特性。
4.2振荡器
MC33066采用的是变频控制振荡器。
该振荡器触发单发脉冲定时器，并对驱动脉冲进行初始化。
另外，单发脉冲定时器外接电容的初始电压以及输出驱动脉冲之间的最小死区时间都由变频振荡器决定。
MC33066中振荡器的工作频率可以超过1MHz。
误差放大器对振荡器振荡频率范围的控制比例达到1000:
1，并且只要外接元件选择恰当，变频振荡器的最低和最高工作频率的确定就比较容易，同时也就能够很好的实现对振荡器频率的编程控制。
振荡器还具有调节死区时间的特性，可以灵活控制输出驱动脉冲之间死区时间的大小。
图3所示为振荡器和单发脉冲定时器的原理图。
晶体管Q1通过外接电阻RDT对振荡器的外接电容COSC进行充电。
当COSC上的电压超过振荡器比较器4.9V的上限电压时，晶体管的基极将被下拉至低电平，此时COSC将通过外接电阻及控制器内置的电流源镜像进行放电。
当COSC上的电压跌落至3.6V下限电压时，晶体管Q1重新开通，COSC重新开始充电。
注意，外接电阻RDT是可选的。
如果不接该电阻，即RDT等于0，则电容COSC由3.6V充至5.1V的时间将低于50ns。
由于转换速率过快，加之比较器的传输延迟时间影响，不利于实现对振荡器峰值电压的控制。
为此，在晶体管Q1基极上增加了晶体管Q2，Q1通过Q2与5.1V的基准电压相连。
这样，振荡器的峰值电压波形就被精确限制在了5.1V。
对振荡器振荡频率的控制是通过改变流过电阻RVFO上的控制电流IOSC实现的。
控制电流IOSC流入振荡器最高频率限制端（引脚3）。
在该控制电流的作用下，单位增益电流镜像向电容COSC汲取同样大小的电流。
随着IOSC的上升，COSC的放电进程也随之加快。
这样，振荡周期就相应的下降，振荡频率随之提高。
当误差放大器的输出电压达到箝位电压上限时，即高出引脚3上的电压2.5V左右时，振荡频率达到最大值。
此时，电容COSC的最小放电时间如公式
（1）所示。
当误差放大器的输出电压低于电流镜像的偏置电压时，控制电流IOSC降至零时，振荡频率达到最小值。
此时，电容COSC将通过外接电阻ROSC和RVFO进行放电。
电容COSC的最大放电时间如公式
（2）所示。
在任何时候，只要晶体管Q1对电容COSC进行充电，控制器MC33066的输出端都将处于关断状态。
输出驱动脉冲之间死区时间的大小，可以通过控制电容COSC充电时间来调节。
加入电阻RDT可以减小电容COSC的充电电流，这样电容COSC的充电时间延长，增大了输出驱动脉冲之间的死区时间。
如果RDT的阻值在0Ω～1000Ω之间变化，当电容COSC的大小为300pF时，死区时间的范围将在80ns～680ns之间。
此时，振荡器充电时间如公式（3）所示。
电阻ROSC和RVFO的取值是否恰当，对振荡器最低和最高频率的编程控制影响很大。
在根据死区时间的大小确定电阻RDT后，振荡器的最低工作频率由电阻ROSC决定，如下式所示：
同样，振荡器的最高工作频率由电阻RVFO决定，如下式所示：
电阻RDT的取值将对振荡器的峰值电压产生影响。
当电阻RDT由零逐渐增大时，电容充电COSC所需的时间将会逐渐延长。
因此，上限阈值的过冲将被缓解，同时振荡器的峰值电压也将由5.1V降至4.9V。
当然，在电阻RDT为零时，振荡频率的精度最佳。
4.3单发脉冲定时器
在Q1对振荡器外接电容COSC进行充电的同时，单发脉冲定时器的外接电容CT也将进行充电，参见图3。
当Q1被振荡器比较器关断时，单发脉冲周期开始，电容CT将通过电阻RT放电。
当CT上的电压降至单发脉冲比较器的阈值电压时，单发脉冲周期结束。
电容CT上的电压由5.1V的初始值放电至3.6V，单发脉冲周期tOS如下式所示：
影响单发脉冲周期的因素主要有阈值电压误差以及传输延迟时间。
振荡器比较器和单发脉冲比较器的输出信号经过“或非门”后生成脉冲信号tON，该脉冲信号驱动T触发器和驱动电路。
当振荡器的放电时间超过单发脉冲的周期时，tON的长度等于单发脉冲周期tOS的长度。
如果振荡器放电时间小于单发脉冲周期时，振荡器比较器将中断脉冲信号tON，同时重新触发单发脉冲定时器。
相关时序波形参见图4。
图中左侧的时序波形显示的是导通时间固定，截止时间变化时的情况，而右侧的时序波形显示的则是单发脉冲定时器被重新触发后，截止时间固定，导通时间变化时的情况。
图4相关时序波形图
4.4误差放大器
MC33066中的误差放大器经过内部补偿，其直流开环增益超过70dB，输入失调电压低于10mV，保证了最小增益带宽积能够达到2.5MHz。
误差放大器的共模电压范围扩展为1.5V～5.1V，涵盖了基准电压。
如果共模电压低于1.5V，误差放大器的输出信号将被置为低电平，以提供最低的振荡频率。
误差放大器的输出电压经电阻RVFO向振荡器最高频率限制端（引脚3）提供偏置。
为了抑制误差放大器输出电压的波动，在误差放大器的输出端加入了箝位电路，以实现对振荡器最高振荡频率的限制。
在箝位电路的作用下，电阻RVFO上的电压被限制在2.5V，这样电流IOSC就被限制在了2.5V/RVFO。
误差放大器及箝位电路的原理图参见图5。
4.5驱动输出电路
MC33066中的驱动输出电路的原理图如图6所示。
图中所示的图腾柱式驱动输出电路可以提供高达1.5A的灌电流或拉电流，能够直接驱动功率MOSFET。
当驱动1.0nF的容性负载时，驱动脉冲的上升时间和下降时间的典型值为20ns。
4.6欠压锁定和基准电源
欠压锁定比较器对输入偏置电压VCC和基准电源进行监测，如图7所示。
当VCC超过欠压锁定比较器的上限阈值时，VCC欠压锁定比较器将使基准电源处于有效工作状态。
当引脚5上的电压升至4.2V之后，Vref欠压锁定比较器将使欠压锁定信号复位为逻辑0状态，主控制电路开始工作。
如果VCC跌落到欠压锁定比较器的下限阈值以下，VCC欠压锁定比较器将使基准电源停止工作。
Vref欠压锁定比较器随之将欠压锁定信号置位为逻辑1状态，使控制器停止工作。
通过使能端/欠压锁定阈值调节端（引脚9）可以对VCC欠压锁定比较器的阈值电压进行设置。
如果该端开路，VCC欠压锁定比较器将在16V时使控制器启动，在9V时使控制器关断。
如果该端与VCC相连，则VCC欠压锁定比较器的上限阈值和下限阈值将分别降至9V和8.6V。
如果该端被置为低电平，则在控制器内部二极管的作用下，VCC欠压锁定比较器的输入端将被下拉至低电平，控制器随之关断。
基准电源能够提供精密的5.1V基准电压，同时还能够向外接绕在提供10mA的驱动电流。
另外，基准电源具有有源短路保护功能，其精度可以达到2％。
4.7故障检测电路
MC33066内部的高速故障比较器及锁存电路如图8所示。
故障检测信号输入端与故障比较器的输入端相连。
如果该端上的检测信号超过故障比较器1.0V的阈值，故障锁存电路将被置位，主控制电路被禁止。
故障比较器的输出端直接与驱动输出电路相连。
这样，可以缩短故障信号的传输时间。
此时，由故障检测信号输入端到输出端A和输出端B的传输时间可以达到70ns。
故障锁存电路输出端与Vref欠压锁定比较器的输出信号相“或”后生成相应的欠压锁定及故障混合信号。
该信号通过使电容COSC和CT持续充电的方法使振荡器和单发脉冲定时器处于失效状态。
在启动过程中，故障锁存电路由Vref欠压锁定比较器输出端的逻辑1信号复位。
另外，当引脚9上的电压被下拉至低电平，基准电源被禁止时，故障锁存电路同样被复位。
4.8软启动电路
软启动电路的原理简图参见图8。
在软启动电路的作用下，变频振荡器在最低频率下开始工作，然后频率逐渐升高，直到满足反馈控制器环路的要求。
初始阶段，软启动电容接入端上的外接电容CSoft-Start在欠压锁定及故障混合信号的作用下放电。
当该电容上的电压较低时，通过软启动缓冲电路，误差放大器的输出端保持低电平状态。
当欠压锁定及故障混合信号变为逻辑0时，控制器内部的9.0μA的电流源开始向软启动电容CSoft-Start充电。
如果不需要软启动功能，可以将引脚11开路。
5结语
图9所示为MC33066完整的原理框图。
MC33066适用于串联谐振、并联谐振或半桥/全桥谐振变换器的控制，其工作模式包括非连续导通模式（DCM）、连续导通模式（CCM）或非连续导通和连续导通混合模式，适用于双端推挽变换器或单端变换器。
例如，在并联谐振变换器中，如果工作在非连续导通模式下，MC33066可以采用导通时间固定、截止时间变化的变频工作模式；如果工作在连续导通模式下，MC33066可以采用截止时间固定、导通时间变化的变频工作模式。
对于宽限输入的开关变换器，在输入电压较高时，并联谐振变换器可以采用非连续导通工作模式；而在输入电压较低时，则可以采用连续导通工作模式。
此时，导通时间在非连续工作模式下是不断变化的。
死区时间主要用于提供连续导通工组模式下所需的截止时间。
如果非连续导通工作模式和连续导通工作模式的频率涵盖了整个频率范围，则在低频段，MC33066将工作在导通时间固定、截止时间变化的变频工作模式下。
当单发脉冲定时器被重新触发时，MC33066将转换为截止时间固定、导通时间变化的变频工作模式。
此时，在高频段，变换器将工作在连续导通模式下。
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