三项六脉波逆变课程设计Word文档下载推荐.docx
《三项六脉波逆变课程设计Word文档下载推荐.docx》由会员分享，可在线阅读，更多相关《三项六脉波逆变课程设计Word文档下载推荐.docx（40页珍藏版）》请在冰点文库上搜索。
单相220V，f=50Hz
交直变换采用二极管整流桥电容滤波电路，无源逆变桥采用三相桥式电压型逆变主电路，控制方法为PWM控制原理
输出交流：
电流为正弦交流波形，输出频率可调，输出负载为三相星形RL电路，R=10Ω，L=15mH
三、课程设计的内容
1.主电路方案确定
逆变器工作原理：
整个实验在三相桥式逆变电路下进行，如下图1，电感电阻性负载，A、B、C相的上下桥臂轮流导通。
当导通，截止时，a点电位位Ud/2；
当导通，截止时，a点电位位-Ud/2。
同理可得b、c点的电位。
通过控制六个管子的导通时间，达到逆变效果。
图1实验主电路
PWM是六个VT管子的触发信号，此信号是通过调制信号（即正弦波）和载波（三角波）的比较得到的，分析管的通断情况：
当正弦波比三角载波大的时候比较器输出1，导通，否则，比较器输出0，关断。
同理导通情况只要与反相即可。
图2PWM波生成原理简图
2．整流电路
根据要求，整流电路采用二极管整流桥电容滤波电路，其电路图如图2.1所示：
图2.1考虑电感时电容滤波的三相桥式整流电路及其波形
a）电路原理图b）轻载时的交流侧电流波形c）重载时的交流侧电流波形
2.1其工作原理如下所示：
该电路中，当某一对二级管导通时，输入直流电压等于交流侧线电压中最大的一个，该线电压既向电容供电，也向负载供电。
当没有二级管导通时，由电容向负载放电，ud按指数规律下降。
设二极管在局限电路电压过零点δ角处开始导通，并以二极管VD6和VD1开始同时导通的时刻为时间零点，则线电压为
uab=U2sin（ωt+δ）
而相电压为
ua=U2sin（ωt+δ－）
在ωt=0时，二极管VD6和VD1开始同时导通，直流侧电压等于uab；
下一次同时导通的一对管子是VD1和VD2，直流侧电压等于uab。
这两段导通过程之间的交替有两种情况，一种是在VD1和VD2同时导通之前VD6和VD1是关断的，交流侧向直流侧的充电电源id是断续的；
另一种是VD1一直导通，交替时由VD6导通换相至VD2导通，id是连续的。
介于二者之间的情况是，VD1和VD6同时导通的阶段与VD1和VD2同时导通的阶段在ωt+δ=出恰好连接起来，id恰好连续。
由“电压下降速度相等”的原则，可以确定临界条件。
假设在wt+d=2p/3的时刻“速度相等”恰好发生，则有
可得wRC=
这就是临界条件。
wRC>
和wRC<
分别使电流id断续和连续的条件。
对一个确定的装置来讲，通常只有R是可变的，它的大小反映了负载的轻重。
因此可以说，在轻载时直流侧获得的充电电流是断续的，重载时是连续的，分界点就是R=/wC。
考虑实际电路中存在的交流侧电感以及为抑制冲击电流而串联的电感时的工作情况：
电流波形的前沿平缓了许多，有利于电路的正常工作。
随着负载的加重，电流波形与电阻负载时的交流
侧电流波形逐渐接近。
2.2由电容滤波电路的原理分析可知，该电路的特点如下所示：
（1）二极管的导电角θ<
π，流过二极管的瞬时电流很大
电流的有效值和平均值的关系与波形有关，在平均值相同的情况下，波形越尖，有效值越大。
在纯电阻负载时，变压器副边电流的有效值I2=1.11IL，而有电容滤波时
（2）负载平均电压VL升高，纹波（交流成分）减小，且R越大，电容放电速度越慢，则负载电压中的纹波成分越小，负载平均电压越高。
为了得到平滑的负载电压，一般取
≥（3～5）
式中T为电源交流电压的周期。
（3）负载直流电压随负载电流增加而减小。
VL随IL
的变化关系称为输出特性或外特性，如图1所示。
C值一定，当，即空载时
当C=0，即无电容时
在整流电路的内阻不太大（几欧）和放电时间常数满足式≥（3～5）的关系时，电容滤波电路的负载电压VLV2的关系约为
VL=（1.1～1.2）V2
总之，电容滤波电路简单，负载直流电压VL较高，纹波也较小，它的缺点是输出特性较差，故适用于负载电压较高，负载变动不大的场合。
2.3二极管的选择
在选择整流二极管时，主要考虑两个参数，即最大整流电流和反向击穿电压。
在桥式整流电路中，二极管D1、D3和D2、D4是两两轮流导通的，所以流经每个二极管的平均电流为
在选择整流管时应保证其最大整流电流IF>
ID。
二极管在截止时管子两端承受的最大反向电压可以从桥式整流电路的工作原理中得出。
在v2正半周时，D1、D3导通，D2、D4截止。
此时D2、D4所承受的最大反向电压均为v2的最大值，
即
同理，在v2的负半周，D1、D3也承受到同样大小的反向电压。
所以，在选择整流管时应取其反向击穿电压VBR>
VRM。
3逆变电路
3.1三相桥式电压型逆变电路
基本工作方式是180°
导电方式。
同一相（即同一半桥）上下两臂交替导电，各相开始导电的角度差120°
，任一瞬间有三个桥臂同时导通。
每次换流都是在同一相上下两臂之间进行，也称为纵向换流。
三相电压型桥式逆变电路
工作波形
◆对于U相输出来说，当桥臂1导通时，=/2，当桥臂4导通时，=-/2，的波形是幅值为/2的矩形波，V、W两相的情况和U相类似。
◆负载线电压、、可由式uUV=uUN-uVNuVW=uUV-uWN'
uWU=uWN'
-uUN'
求出
负载各相的相电压分别为uUV=uUN'
-uNN'
uVN=uVN'
uWN=uWN'
把上面各式相加并整理可求得
设负载为三相对称负载，则有++=0，故可得
负载参数已知时，可以由的波形求出U相电流的波形，图4-10g给出的是阻感负载下时的波形。
把桥臂1、3、5的电流加起来，就可得到直流侧电流的波形，如图4-10h所示，可以看出每隔60°
脉动一次。
基本的数量关系
t
o
O
a）
b）
c）
d）
e）
f）
g）
h）
uUN'
uUNN
uUV
iu
id
uVN'
uWN'
uNN'
U
d
2
3
6
电压型三相桥式逆变电路的工作波形
把输出线电压展开成傅里叶级数得
式中k为自然数。
输出线电压有效值为
其中基波幅值和基波有效值分别为
把展开成傅里叶级数得
式中，，k为自然数。
负载相电压有效值为
其中基波幅值和基波有效值分别为
为了防止同一相上下两桥臂的开关器件同时导通而引起直流侧电源的短路，要采取“先断后通”的方法。
3.2三相桥式PWM型逆变电路
根据要求，逆变电路采用三相桥式电压型逆变电路，其电路图如图所示：
3.2.1其工作原理如下：
（1）该电路是采用双极性控制方式。
U,V,W三相的PWM控制通常公用一个三角载波uc,三相的调制信号urU,uRv和urW依次相差120°
。
U,V和W各相功率开关器件的控制规律相同，现以U相为例来说明。
当urU大于uc时，给上桥臂V1导通信号，给下桥臂V4以关断信号，则U相相对于直流电源假象中点N’的输出电压uUn’=Ud/2。
当urU小于uc时，给V4一导通信号，给V1上桥臂关断信号时，则uUN=。
V1和V4的驱动信号始终是互补的。
当给V1（V4）以导通信号，也可能是二极管VD1（VD4）续流导通这要由阻感负载中电流方向来决定。
这是因为阻感负载中电流的方向来决定的。
V相及W相的控制方式都相同。
电路
波形如图所示。
可以得出，的PWM波形都只有两种电平，当臂1臂6导通时uUV=Ud，当臂3和臂4导通时uUV=－Ud，当臂1和臂3或臂4和臂6导通时uUV=0。
因此，逆变器的输出线电压PWM波由Ud和0三种电平构成。
而且负载相电压PWM波由（±
2/3）Ud、（±
1/3）Ud和0共5种电平组成，其波形图如图3.2所示。
图3.2
（2）U相的控制规律
当urU>
uc时，给V1导通信号，给V4关断信号，uUN’=Ud/2
当urU<
uc时，给V4导通信号，给V1关断信号，uUN’=-Ud/2
当给V1（V4）加导通信号时，可能是V1（V4）导通，也可能是VD1（VD4）导通
（3）死区时间的防止：
同一相上下两臂的驱动信号互补，为防止上下臂直通而造成短路，留一小段上下臂都施加关断信号的死区时间，死区时间的长短主要由开关器件的关断时间决定，死区时间会给输出的PWM波带来影响，使其稍稍偏离正弦波，所以必须在电路中设计死区生成电路。
3.2.2IGBT的选择
参数的选择一条原则是适当留有余地，这样才能确保长期、可靠、安全地运行。
工作电压≤50%-60%，结温≤70-80%在这条件下器件是最安全的。
制约因素如下：
（1）在关断或过载条件下，IC要处于安全工作区，即小于2倍的额定电流值；
IGBT峰值电流是根据200%的过载和120%的电流脉动率下来制定的；
结温一定<
150℃以下，指在任何情况下，包括过载时。
（2）开通电压15V±
10%的正栅极电压，可产生完全饱和，而且开关损耗最小，当<
12V时通态损耗加大，>
20V时难以实现过流及短路保护。
（3）关断偏压-5到-15V目的是出现噪声仍可有效关断，并可减小关断损耗最佳值约为-10V。
（4）IGBT不适用线性工作，只有极快开关工作时栅极才可加较低3—11V电压
（5）饱和压降直接关系到通态损耗及结温大小，希望越小越好，但价格就要大。
所以根据IJBT的制约因素，主电路的电流电压值及设计要求，采用的IJBT管是GTl53101。
4.PWM控制
PWM控制技术在逆变电路中应用最广，应用的逆变电路绝大部分是PWM型，PWM控制技术正是有赖于在逆变电路中的应用，才确定了它在电力电子技术中的重要地位。
4.1.1理论基础
冲量相等而形状不同的窄脉冲加在具有惯性的环节上时，其效果基本相同。
冲量指窄脉冲的面积。
效果基本相同，是指环节的输出响应波形基本相同。
低频段非常接近，仅在高频段略有差异。
图1-1形状不同而冲量相同的各种窄脉冲
4.1.2面积等效原理
分别将如图1-1所示的电压窄脉冲加在一阶惯性环节（R-L电路）上，如图1-2a所示。
其输出电流i（t）对不同窄脉冲时的响应波形如图1-2b所示。
从波形可以看出，在i（t）的上升段，i（t）的形状也略有不同，但其下降段则几乎完全相同。
脉冲越窄，各i（t）响应波形的差异也越小。
如果周期性地施加上述脉冲，则响应i（t）也是周期性的。
用傅里叶级数分解后将可看出，各i（t）在低频段的特性将非常接近，仅在高频段有所不同。
用一系列等幅不等宽的脉冲来代替一个正弦半波，正弦半波N等分，看成N个相连的脉冲序列，宽度相等，但幅值不等；
用矩形脉冲代替，等幅，不等宽，中点重合，面积（冲量）相等，宽度按正弦规律变化。
上述原理可以称为面积等效原理，它是PWM控制技术的重要理论基础。
下面分析用一系列等幅不等宽的脉冲来代替一个正弦半波。
图1-3可以看到把半波分成N等份，就可以把正弦半波看成N个彼此相连的脉冲序列组成的波形，然后把脉冲序列利用相同数量的等幅而不等宽的矩形脉冲代替，使它们面积相等，就可以得到脉冲序列。
根据面积等效原理，PWM波形和正弦半波是等效的。
图1-2冲量相同的各种窄脉冲的响应波形
图1-3用PWM波代替正弦半波
要改变等效输出正弦波幅值，按同一比例改变各脉冲宽度即可。
4.2PWM逆变电路及其控制方法
目前中小功率的逆变电路几乎都采用PWM技术。
逆变电路是PWM控制技术最为重要的应用场合。
PWM逆变电路也可分为电压型和电流型两种，目前实用的几乎都是电压型。
4.2.1计算法和调制法
1计算法
根据正弦波频率、幅值和半周期脉冲数，准确计算PWM波各脉冲宽度和间隔，据此控制逆变电路开关器件的通断，就可得到所需PWM波形。
缺点：
繁琐，当输出正弦波的频率、幅值或相位变化时，结果都要变化
2调制法
输出波形作调制信号，进行调制得到期望的PWM波；
通常采用等腰三角波或锯齿波作为载波；
等腰三角波应用最多，其任一点水平宽度和高度成线性关系且左右对称；
与任一平缓变化的调制信号波相交，在交点控制器件通断，就得宽度正比于信号波幅值的脉冲，符合PWM的要求。
调制信号波为正弦波时，得到的就是SPWM波；
调制信号不是正弦波，而是其他所需波形时，也能得到等效的PWM波。
结合IGBT单相桥式电压型逆变电路对调制法进行说明：
设负载为阻感负载，工作时V1和V2通断互补，V3和V4通断也互补。
控制规律：
正半周，通，断，和交替通断，负载电流比电压滞后，在电压正半周，电流有一段为正，一段为负，负载电流为正区间，和导通时，等于，关断时，负载电流通过和续流，=0，负载电流为负区间，为负，实际上从和流过，仍有=，断，通后，从和续流，=0，总可得到和零两种电平。
负半周，让保持通，保持断，和交替通断，可得-和零两种电平。
图2-1单相桥式PWM逆变电路
单极性PWM控制方式（单相桥逆变）：
在和的交点时刻控制IGBT的通断。
正半周，保持通，保持断，当>
时使通，断，=，当<
时使断，通，=0。
负半周，保持断，保持通，当<
时使通，断，=-，当>
时使断，通，=0，虚线表示的基波分量。
波形见图2-2。
图2-2单极性PWM控制方式波形
防直通死区时间：
同一相上下两臂的驱动信号互补，为防止上下臂直通造成短路，留一小段上下臂都施加关断信号的死区时间。
死区时间的长短主要由器件关断时间决定。
死区时间会给输出PWM波带来影响，使其稍稍偏离正弦波。
特定谐波消去法（SelectedHarmonicEliminationPWM—SHEPWM）：
计算法中一种较有代表性的方法，图2-3。
输出电压半周期内，器件通、断各3次（不包括0和π），共6个开关时刻可控。
为减少谐波并简化控制，要尽量使波形对称。
首先，为消除偶次谐波，使波形正负两半周期镜对称，即：
（2-1）
其次，为消除谐波中余弦项，使波形在半周期内前后1/4周期以π/2为轴线对称。
（2-2）
四分之一周期对称波形，用傅里叶级数表示为：
（2-3）
图2-3特定谐波消去法的输出PWM波形
式中，an为
图2-3，能独立控制、和共3个时刻。
该波形的为
式中n=1,3,5,…
确定的值，再令两个不同的=0，就可建三个方程，求得、和。
消去两种特定频率的谐波：
在三相对称电路的线电压中，相电压所含的3次谐波相互抵消，可考虑消去5次和7次谐波，得如下联立方程：
（2-5）
（2-6）
（2-7）
给定，解方程可得、和。
变，、和也相应改变。
一般，在输出电压半周期内器件通、断各k次，考虑PWM波四分之一周期对称，k个开关时刻可控，除用一个控制基波幅值，可消去k－1个频率的特定谐波，k越大，开关时刻的计算越复杂。
4.3调制方式
载波比——载波频率与调制信号频率之比，N=。
根据载波和信号波是否同步及载波比的变化情况，PWM调制方式分为异步调制和同步调制：
1异步调制
异步调制——载波信号和调制信号不同步的调制方式。
通常保持固定不变，当变化时，载波比N是变化的。
在信号波的半周期内，PWM波的脉冲个数不固定，相位也不固定，正负半周期的脉冲不对称，半周期内前后1/4周期的脉冲也不对称。
当较低时，N较大，一周期内脉冲数较多，脉冲不对称的不利影响都较小，当增高时，N减小，一周期内的脉冲数减少，PWM脉冲不对称的影响就变大。
因此，在采用异步调制方式时，希望采用较高的载波频率，以使在信号波频率较高时仍能保持较大的载波比。
2同步调制
同步调制——N等于常数，并在变频时使载波和信号波保持同步。
基本同步调制方式，变化时N不变，信号波一周期内输出脉冲数固定。
三相，公用一个三角波载波，且取N为3的整数倍，使三相输出对称。
为使一相的PWM波正负半周镜对称，N应取奇数。
当N=9时的同步调制三相PWM波形如图3-1所示。
很低时，也很低，由调制带来的谐波不易滤除，很高时，会过高，使开关器难以承受。
为了克服上述缺点，可以采用分段同步调制的方法。
把范围划分成若干个频段，每个频段内保持N恒定，不同频段N不同。
在高的频段采用较低的N，使载波频率不致过高，在低的频段采用较高的N，使载波频率不致过低。
图3-2分段同步调制一例,为防止在切换点附近来回跳动，采用滞后切换的方法。
同步调制比异步调制复杂，但用微机控制时容易实现。
可在低频输出时采用异步调制方式，高频输出时切换到同步调制方式，这样把两者的优点结合起来，和分段同步方式效果接近。
图3-1同步调制三相PWM波形
图3-2分段同步调制方式举例
4.4不同电路PWM控制方法
4.4.1三相桥式PWM逆变电路（调制法）
PWM（PulseWidthModulation）控制就是对脉冲的宽度进行调制的技术，即通过对一系列脉冲的宽度进行调制，来等效地获得所需要波形（含形状和幅值）。
PWM控制技术在逆变电路中的应用最为
升级会员 