在可能的最高运行温度下必须满足上述条件。
双向可控硅
从形式上可将双向可控硅看成两只普通可控硅的组合，但实际上它是由7只晶体管和多只电阻构成的功率集成器件。
从双向可控硅的结构看它属于NPNPN五层器件。
三个电极分别是T1、T2、G。
因该器件可以双向导通，故除门极G以外的两个电极统称为主端子，用T1、T2。
表示，不再划分成阳极或阴极。
其特点是：
当G极和T2极相对于T1的电压均为正时，T2是阳极，T1是阴极。
反之，当G极和T2极相对于T1的电压均为负时，T1变成阳极，T2为阴极。
双向可控硅可看作为“双向闸流管”，因为它能双向导通。
对标准的双向可控硅，电流能沿任一方向在主端子T1和T2间流动，用T1和门极端子间的微小信号电流触发。
导通
和闸流管不同，双向可控硅可以用门极和T1间的正向或负向电流触发。
（VGT，IGT和IL的选择原则和闸流管相同，见规则1）因而能在四个“象限”触发，如图4与表1所示。
双向可控硅的伏安特性见图5，由于正、反向特性曲线具有对称性，所以它可在任何一个方向导通。
在负载电流过零时，门极用直流或单极脉冲触发，优先采用负的门极电流，理由如下。
若运行在第4象限，由于双向可控硅的内部结构，门极离主载流区域较远，导致下列后果：
1.高IGT->需要高峰值IG。
2.由IG触发到负载电流开始流动，两者之间迟后时间较长–>要求IG维持较长时间。
3.低得多的dIT/dt承受能力—>若控制负载具有高dI/dt值（例如白炽灯的冷灯丝），
门极可能发生强烈退化。
4.高IL值（第2象限工况亦如此）—>对于很小的负载，若在电源半周起始点导通，可能需要较长时间的IG，才能让负载电流达到较高的IL。
表1双向可控硅的四象限触发方式
导通方式
电路
原理
第一象限正
向触发方式
工作电压为T2正T1负，触发电压为G正T1负。
导通电流的方向是T2流向T1。
我们称这种方式为第一象限的正向触发方式。
第二象限正
向触发方式
工作电压为T2正T1负，触发电压为G负T1正。
导通电流的方向是T2流向T1。
我们称这种方式为第二象限的负向触发方式。
第三象限正
向触发
工作电压为T1正T2负，触发电压为G负T1正。
导通电流的方向是T1流向T2。
我们称这种方式为第三象限的负向触发方式。
第四象限正
向触发方式
工作电压为T1正T2负，触发电压为G正T1负。
导通电流的方向是T1流向T2。
我们称这种方式为第四象限的正向触发方式。
在标准的AC相位控制电路中，如灯具调光器和家用电器转速控制，门极和T2的极性始终不变。
这表明，工况总是在第1象限和第3象限，这里双向可控硅的切换参数相同。
这导致对称的双向可控硅切换，门极此时最灵敏。
说明：
以1，2-，3和4标志四个触发象限，完全是为了简便，例如用第1象限取代“T2+，G+”等等。
这是从双向可控硅的V/I特性图导出的代号。
正的T2相应正电流进入T2，相反也是（见图5）。
实际上，工况只能存在1和3象限中。
上标+和-分别表示门极输入或输出电流。
规则3设计双向可控硅触发电路时，只要有可能，就要避开第3象限（T2-，G+）。
其它导通方式
还有一些双向可控硅的导通方式是我们不希望发生的。
其中有些不损伤设备，另一些则可能破坏设备。
（a）电子噪声引发门极信号
在电子噪声充斥的环境中，若干扰电压超过VGT，并有足够的门极电流，就会发生假触发，导致双向可控硅切换。
第一条防线是降低临近空间的杂波。
门极接线越短越好，并确保门极驱动电路的共用返回线直接连接到T1管脚（对闸流管是阴极）。
若门极接线是硬线，可采用螺旋双线，或干脆用屏蔽线，这些必要的措施都是为了降低杂波的吸收。
为增加对电子噪声的抵抗力，可在门极和T1之间串入1kΩ或更小的电阻，以此降低门极的灵敏度。
假如已采用高频旁路电容，建议在该电容和门极间加入电阻，以降低通过门极的电容电流的峰值，减少双向可控硅门极区域为过电流烧毁的可能。
另一解决办法，选用灵敏度型号双向可控硅。
规则4为减少杂波吸收，门极连线长度降至最低。
返回线直接连至T1（或阴极）。
若用硬线
，用螺旋双线或屏蔽线。
门极和T1间加电阻1kΩ或更小。
高频旁路电容和门极间串接电阻。
另一解决办法，低灵敏度双向可控硅。
（b）超过最大切换电压上升率dVCOM/dt
驱动高电抗性的负载时，负载电压和电流的波形间通常发生实质性的相位移动。
当负载电流过零时，双向可控硅发生切换，由于相位差电压并不为零（见图6）。
这时双向可控硅须立即阻断该电压。
产生的切换电压上升率若超过允许的dVCOM/dt，会迫使双向可控硅回复导通状态。
因为载流子没有充分的时间自结上撤出。
高dVCOM/dt承受能力受二个条件影响：
1.dICOM/dt为切换时负载电流下降率。
dICOM/dt高，则dVCOM/dt承受能力下降。
2.接面温度Tj越高，dVCOM/dt承受能力越下降。
假如双向可控硅的dVCOM/dt的允许有
可能被超过，为避免发生假触发，可在MT1和MT2间装置RC缓冲电路，以此限制电压上升
率。
通常选用100Ω的能承受浪涌电流的碳膜电阻，100nF的电容。
注意，缓冲电路中无论如何不能省略电阻。
没有这限流电阻，电容向双向可控硅释放电荷时可能形成高的dIT/dt，在不利的切换条件下有破坏性。
（c）超出最大的切换电流变化率dICOM/dt
导致高dICOM/dt值的因素是，高负载电流、高电网频率（假设正弦波电流）或者非正弦波负载电流。
非正弦波负载电流和高dICOM/dt的常见原因是整流供电的电感性负载。
常常导致普通双向可控硅切换失败，一旦电源电压降到负载反电势之下，双向可控硅电流向零跌落。
该效应见图7。
双向可控硅处于零电流状态时，负载电流绕着桥式整流器“空转”。
这类负载产生的dICOM/dt如此之高，使双向可控硅甚至不能支持50Hz波形由零上升时不大的dV/dt。
这里增加缓冲电路并无好处，因为dVCOM/dt不是问题所在。
增加一个几mH的电感，和负载串连，可以限制dICOM/dt。
（d）超出最大的断开电压变化率dVD/dt
规则4.为减少杂波吸收，门极连线长度降至最低。
返回线直接连至MT1（或阴极）。
若用硬线，用螺旋双线或屏蔽线。
门极和MT1间加电阻1kΩ或更小。
高频旁路电容和门极间串接电阻。
另一解决办法，选用H系列低灵敏度双向可控硅。
若截止的双向可控硅上（或门极灵敏的闸流管）作用很高的电压变化率，尽管不超过VDRM（见图8），电容性内部电流能产生足够大的门极电流，并触发器件导通。
门极灵敏度随温度而升高。
假如发生这样的问题，T1和T2间（或阳极和阴极间）应该加上RC缓冲电路，以限制dVD/dt。
规则5若dVD/dt或dVCOM/dt可能引起问题，在T1和T2间加入RC缓冲电路。
若高dICOM/dt可能引起问题，加入一几mH的电感和负载串联。
（e）超出截止状态下反复电压峰值VDRM
遇到严重的、异常的电源瞬间过程，T2电压可能超过VDRM，此时T2和T1间的漏电将达到一定程度，并使双向可控硅自发导通（见图9）。
若负载允许高涌入电流通过，在硅片导通的小面积上可能达到极高的局部电流密度。
这可能导致硅片的烧毁。
白炽灯、电容性负载和消弧保护电路都可能导致强涌入电流。
由于超过VDRM或dVD/dt导致双向可控硅导通，这不完全威胁设备安全。
而是随之而来的dIT/dt很可能造成破坏。
原因是，导通扩散至整个结需要时间，此时允许的dIT/dt值低于正常情况下用门极信号导通时的允许值。
假如过程中限制dIT/dt到一较低的值，双向可控硅可能可以幸存。
为此，可在负载上串联一个几μH的不饱和（空心）电感。
假如上述解决方法不能接受，或不实际，可代替的方法是增加过滤和箝位电路，防止尖峰脉冲到达双向可控硅。
可能要用到金属氧化物变阻器（MOV），作为“软”电压箝位器，跨接在电源上，MOV上游增加电感、电容滤波电路。
有些厂家怀疑，电路中采用MOV是否可靠，因为他们得知，在高温环境下MOV会失控并导致严重事故。
原因是它们的工作电压有显著的负温度系数。
但是，假如推荐电压等级275VRMS用于230V电源，MOV事故的可能极其微小。
选用250VRMS往往会发生事故，对于高温下的230V电源这是不够的。
规则6假如双向可控硅的VDRM在严重的、异常的电源瞬间过程中有可能被超出，采用下列措施之一：
负载上串联电感量为几μH的不饱和电感，以限制dIT/dt；
用MOV跨接于电源，并在电源侧增加滤波电路。
导通时的dIT/dt
当双向可控硅或闸流管在门极电流触发下导通，门极临近处立即导通，然后迅速扩展至整个有效面积。
这迟后的时间有一个极限，即负载电流上升率的许可值。
过高的dIT/dt可能导致局部烧毁，并使T1-T2短路。
若在第4象限触发，局部的机理进一步降低dIT/dt的许可值。
初始的、急剧的电流上升率可立即使门极进入反向雪崩击穿状态。
这可能不会立即导致破坏。
反复作用下，门极-T1结将逐步地烧毁，阻值下降。
表现为，IGT逐步上升，直至双向可控硅不能再触发。
高灵敏的双向可控硅容易受到影响。
高dIT/dt承受能力决定于门极电流上升率dIG/dt和峰值IG。
较高的dIG/dt值和峰值IG（不超出门极功率条件下），就有较高的dIT/dt承受能力。
规则7选用好的门极触发电路，避开第4象限工况，可以最大限度提高双向可控硅的dIT/dt承受能力。
前面已提到过，具有高初始涌入电流的常见负载是白炽灯，冷态下电阻低。
对于这种电阻性负载，若在电源电压的峰值开始导通，dIT/dt将具有最大值。
假如这值有可能超过双向可控硅的dIT/dt值，最好在负载上串联一只几μH的电感加以限制，或串联负温度系数的热敏电阻。
重申，电感在最大电流下不能饱和。
一旦饱和，电感将跌落，再也不能限制dIT/dt。
无铁芯的电感符合这个条件。
一个更巧妙的解决办法是采用零电压导通，不必接入任何限制电流的器件。
电流可以从正弦波起点开始逐渐上升。
注意：
应该提醒，零电压导通只能用在电阻性负载。
对于电感性负载，由于电压和电流间存在相位差，使用这方法会引起“半波”或单极导通，可能使电感性负载饱和，导致破坏性的高峰电流，以及过热。
这种场合，更先进的控制技术采用零电流切换或变相位角触发。
规则8若双向可控硅的dIT/dt有可能被超出，负载上最好串联一个几μH的无铁芯电感或负温度系数的热敏电阻。
另一种解决办法：
对电阻性负载采用零电压导通。
断开
由于双向可控硅用于交流电路，自然在负载电流每个半周的终点断开，除非门极电流设置为后半周起点导通。
对IH的规则和闸流管相同，见规则2。
双向可控硅按装方法
对负载小，或电流持续时间短（小于1秒钟）的双向可控硅，可在自由空间工作。
但大部分情况下，需要安装在散热器或散热的支架上。
双向可控硅固定到散热器的主要方法有三种，夹子压接、螺栓固定和铆接。
前二种方法的安装工具很容易取得。
很多场合下，铆接不是一种推荐的方法。
夹子压接
这是推荐的方法，热阻最小。
夹子对器件的塑封施加压力。
这同样适用于非绝缘封装（SOT82和SOT78）和绝缘封装（SOT186F-pack和更新的SOT186AX-pack）。
注意：
SOT78就是TO220AB。
螺栓固定
1.SOT78组件带有M3成套安装零件，包括矩形垫圈，垫圈放在螺栓头和接头片之间。
应该不对器件的塑料体施加任何力量。
2. 安装过程中，螺丝刀决不能对器件塑料体施加任何力量。
3. 和接头片接触的散热器表面应处理，保证平坦，10mm上允许偏差0.02mm。
4. 安装力矩（带垫圈）应在0.55Nm和0.8Nm之间。
5.应避免使用自攻丝螺钉，因为挤压可能导致安装孔周围的隆起，影响器件和散热器之间的热接触（见上面第3点）。
安装力矩无法控制，也是这种安装方法的缺点。
6. 器件应首先机械固定，然后焊接引线。
这可减少引线的不适当应力。
铆接
除非十分小心，铆接不是推荐的安装方法，因为这种操作中可能产生很大的力，可能使接口变形，晶片裂纹，器件损坏。
假如要采用铆接，为了减少废品，必须遵守下列规则：
1. 散热器必须为器件提供一个平整、光洁的表面。
2. 散热器安装孔的直径不要比器件接头片安装孔的直径大。
3. 铆钉应和接头片孔有间隙，而和散热器安装孔无间隙。
4. 器件接口片一侧应是铆钉头，而不是心轴。
5. 铆钉和接口应成90度（铆钉头在整个园周上和接口片相接触）。
6. 铆接后，铆钉头不接触器件的塑料体。
7. 先把器件固定，散热器装上印刷线路板，然后焊接引线。
这可把引线的应力降到最小。
规则9.器件固定到散热器时，避免让双向可控硅受到应力。
固定，然后焊接引线。
不要把铆钉芯轴放在器件接口片一侧。
热阻
热阻Rth是限制热流自结散出的热阻。
热阻和电阻是相似的概念。
如同电阻公式R=V/I，有相应的热阻公式Rth=T/P，这里T是温升，以K（Kelvin）为单位；P是功率耗散，以W为单位；因此Rth的单位为K/W。
对于垂直安装在大气中的器件，热阻决定于结至环境热阻Rthj-a。
对SOT82组件的典型数据是100K/W，对SOT78组件是60K/W，而对绝缘的F-pack和X-pack为55K/W。
对于安装在散热器上的非绝缘器件，结至环境热阻是个总值由结至安装基面热阻、安装基面至散热器热阻和散热器至环境热阻相加。
Rthj-a=Rthj-mb+Rthmb-h+Rthh-a（非绝缘组件）在器件和散热器之间加入导热添加剂或薄片，是
一种推荐的方法。
绝缘组件采用这种安装方法时，安装基面不再是一种基准，因为Rthmb-h成为一常数，是采用导热添加剂的最佳值。
所以，结至环境热阻是结至散热器和散热器至环境两热阻之和。
Rthj-a=Rthj-h+Rthh-a（绝缘组件）
Rthj-mb和Rthj-h是确定的，对每一器件的数据可在其资料中查到。
Rthmb-h可在安装手册中查到，根据是绝缘安装还是非绝缘安装，是否添加导热添加剂。
Rthh-a决定于散热器尺寸和空气自由流动的程度。
散热器尺寸计算
对给定的双向可控硅和负载电流，要计算需要的散热器热阻，首先要根据下列公式确定双向可控硅的功率耗散：
T（RMS）
P=Vo×IT（AVE）+RS×I 2
拐点电压Vo和斜率电阻RS可从SC03手册的VT图取得。
若数据没有直接列出，可通过作图取得。
对最大VT曲线作一切线，切线和VT轴线的交点给出Vo值，切线斜率（VT/IT）给出RS。
应用前面的热阻公式：
Rthj-a=T/P
在最高环境温度下，结温Tj升至最高允许结温Tjmax，由此得出结温最大允许提升值。
这提供温升T。
根据选定的安装方法，SC03手册提供Rthj-mbRthmb-h数据。
应用前面的热阻公式Rthj-a=Rthj-mb+Rthmb-h+Rthh-a，可最后求得散热器热阻Rthh-a。
热阻抗
前面的热阻计算只适用于稳定状态，即过程时间大于1秒。
这条件下，热量才有足够的时间从结传送到散热器。
对持续时间短于1秒的电流脉冲或瞬间过程，散热器的效果大为减弱。
热量只在器件内部扩散，很少传到散热器。
对于这种瞬间过程，结的温升决定于结至安装基面的热阻抗Zthj-mb。
随着电流脉冲持续时间减小，Zthj-mb下降，因为芯片加热减少。
假如持续时间增大，接近1秒，Zthj-mb增大至稳定状态的热阻值Rthj-mb。
手册SC03提供每种器件的Zthj-mb曲线，适用于持续时间低至10μs的双向或单向的电流。
规则10为了长期可靠工作，应保证Rthj-a足够低，维持Tj不高于Tjmax,其值相应于可能的最高环境温度。
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