老梁正反激设计总结.docx

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老梁正反激设计总结

反激拓扑设计

反激拓扑的前身是Buck-Boost变换器，只不过就是在Buck-Boost变换器的开关管和续流二极管之间放入一个变压器，从而实现输入与输出电气隔离的一种方式，因此，反激变换器也就是带隔离的Buck-Boost变换器。

 先学习下Buck-Boost变换器

工作原理简单介绍下

1.在管子打开的时候，二极管D1反向偏置关断，电流is流过电感L，电感电流iL线性上升，储存能量！

2.当管子关断时，电感电流不能突变，电感两端电压反向为上负下正，二极管D1正向偏置开通！

给电容C充电及负载提供能量！

3.接着开始下个周期！

从上面工作可以看出，Buck-Boost变换器是先储能再释放能量，VS不直接向输出提供能量，而是管子打开时，把能量储存在电感，管子关断时，电感向输出提供能量！

根据电流的流向，可以看出上边输出电压为负输出！

根据伏秒法则

vin*ton=vout*toff

ton=T*D

toff=T*（1-D）

代入上式得

vin*D=vout*（1-D）

得到输出电压和占空比的关系vout=vin*D/（1-D）

看下主要工作波形

从波形图上可以看出，晶体管和二极管D1承受的电压应力都为Vs+Vo（也就是vin+vout）；

再看最后一个图，电感电流始终没有降到0，所以这种工作模式为电流连续模式（ccm模式）。

如果再此状态下把电感的电感量减小，减到一定条件下，会出现这个波形！

从上图可以看出，电感电流始终降到0后再到最大，所以这种模式叫不连续模式（DCM模式）。

把上边的Buck-Boost变换器的开关管和续流管之间加上一个变压器就会变成反激变换器！

还是和上边一样，先把原理大概讲下：

1.开关开通，变压器初级电感电流在输入电压的作用下线性上升，储存能量。

变压器初级感应电压到次级，次级二极管D反向偏置关断。

2.开关关断，初级电流被关断，由于电感电流不能突变，电感电压反向（为上负下正），变压器初级感应到次级，次级二极管正向偏置导通，给C充电和向负载提供能量！

3.开始下个周期。

以上假设C的容量足够大，在二极管关断期间（开关开通期间）给负载提供能量!

 咱先看下在理想情况下的VDS波形

上面说的是指变压器和开关都是理想工作状态！

从图上可以看出Vds是由VIN和VF组成，VIN大家可以理解是输入电压，那VF呢？

这里我们引出一个反激的重要参数：

反射电压即VF，指次级输出电压按照初次级的砸比反射到初级的电压。

可以用公式表示为VF=VOUT/（NS/NP）,（因分析的是理想情况，这里我们忽略了整流管的管压降，实际是要考虑进去的）

式中VF为反射电压；

VOUT为输出电压；

NS为次级匝数；

NP为初级匝数。

比如，一个反激变换器的匝比为NP:

NS=6：

1，输出电压为12V，那么可以求出反射电压VF=12/（1/6）=72V。

上边是一个连续模式（CCM模式）的理想工作波形。

下面咱在看一个非连续模式（DCM模式）的理想工作波形

从图上可以看出DCM的Vds也是由VIN和VF组成，只不过有一段时间VF为0，这段时候是初级电流降为0，次级电流也降为0。

那么到底反激变化器怎么区分是工作在连续模式（CCM）还是非连续模式（DCM）？

是看初级电感电流是否降到0为分界点吗，NO，反激变换器的CCM和DCM分界点不是按照初级电感电流是否到0来分界的，而是根据初次级的电流是否到0来分界的。

如图所示

 从图上可以看出只要初级电流和次级电流不同时为零，就是连续模式（CCM）；

只要初级电流和次级电流同时为零，便是不连续模式（DCM）;

介于这俩之间的是过度模式，也叫临界模式（CRM）。

以上说的都是理想情况，但实际应用中变压器是存在漏感的（漏感的能量是不会耦合到次级的），MOS管也不是理想的开关，还有PCB板的布局及走线带来的杂散电感，使得MOS的Vds波形往往大于VIN+VF。

类似于下图

这个图是一个48V入的反激电源。

从图上看到MOS的Vds有个很大的尖峰，我用的200V的MOS，尖峰到了196了。

这是尖峰是由于漏感造成的，上边说到漏感的能量不能耦合到次级，那么MOS关断的时候，漏感电流也不能突变，所以会产生个很高的感应电动势，因无法耦合到次级，会产生个很高的电压尖峰，可能会超过MOS的耐压值而损坏MOS管，所以我们实际使用时会在初级加一个RCD吸收电路，把尖峰尽可能的吸到最低值，来确保MOS管工作在安全电压。

具体RCD吸收电路图如下

 简单分析下工作原理

1.当开关S开通时，二极管D反骗而截至。

电感储存能量。

2当开关S关断时，电感电压反向，把漏感能量储存在C中，然后通过R释放掉。

细心的朋友可能会发现，当开关关断的时候，这个RCD电路和次级的电路是一模一样的，D整流，C滤波。

R相当于负载。

只不过输出电压不是VO，而变成了次级反射到初级的电压VF。

所以，注意了，R的值不能取得太小，太小了损耗严重，影响效率。

而且电阻的功率会变的很大！

下边来个加了RCD吸收的波形

关于RCD吸收的选取网上有很多文章，在以后我会介绍下！

大家也可以看我的博客（只要在XX里搜老梁头的博客，就会出来。

里边有一篇介绍RCD的）

原理先讲到这里吧，下边我讲下变压器的设计！

今天讲下变压器的设计方法！

变压器的设计方法有多种，个人感觉适合自己的才是最好的，选择一个你自己最熟悉的，能够理解的才是最好的！

我先介绍下一种设计方法：

1.先确定输入电压，一般是按照最低输入直流电压计算VINmin计算

  a.要是直流输入按直流的最低输入来计算；

  b.要是输入为交流电，一般对于单相交流整流用电容滤波，直流电压不会超过交流输入电压有效值的1.4倍，也不低于1.2倍。

  列如，全范围交流输入85-265VAC的电源，一般按85VAC时计算，那VINmin=85*1.2=102V，一般会取整数按100VDC计算。

2.确定导通时间ton

  导通时间ton=T*D

  T为周期T=1/f

  D为最大占空比，一般在最低输入电压的时候，D会最大，保证输出稳定。

  注意大的占空比可以降低初级的电流有效值，和MOS的导通损耗，但是根据伏秒法则，初级占空比大了，次级的肯定会小，那么次级的峰值电流会变大，电流有效值变大，会导致输出纹波变大！

所以，一般单端反激拓扑的占空比选取不要超过0.5。

  而且一般的电流控制模式，占空比大于0.5要加斜率补偿的，对调试是个难度。

  还有一重要的是你的占空比决定你的匝比，匝比决定啥，嘿嘿，反射电压VF，忘了再去上边看下，再加上你漏感引起的尖峰，最终影响你MOS的耐压。

占空比越小匝比越小，反射电压VF越低，MOS的电压应力小。

反之MOS的电压应力大，所以占空比要考虑好了。

要保证再最高电压下你的VDS电压在MOS的规定电压以下，最好是降额使用，流出足够的余量来！

 列如，电源的开关频率为100K，最低输入时的最大占空比为0.4，那T=1/100000=10μS，那么ton=0.4*10μS=4μS。

3.确定磁芯的有效面积AE

  AE一般会在磁芯的资料中给出。

4.计算初级匝数NP

 NP=VINmin*ton/ΔB*AE

 式中VINmin为直流最低输入电压；

  ton为导通时间

  AE为磁芯的有效面积

  ΔB为磁感应强度变化量，这个值和磁芯材质，及温升等有关，一般考经验来选取，在0.1-0.3之间，取得越大，余量越小，变压器在极端情况下越容易饱和！

俺一般取0.2。

5.计算次级匝数NS

  NS=（Vo+Vd）*（1-D）*NP/VINmin*D

  式中Vo为输出电压

   Vd为二极管管压降

   D为占空比

   NP为初级匝数

   VINmin为最低输入电压

6.确定次级整流二极管的应力VDR

  上边算出变压器的初级匝数NP和次级匝数NS后，就可以得出次级整流二极管的电压应力

  VDR=（VINmax*NS/NP）+VOUT

  式中VINmax为最大输入电压，要保证在最高输入电压下你的二极管的电压应力不超标。

一般算出来的这个VDR还要考虑降额使用，所以二极管的耐压要高于这个VDR值。

  一般还要在整流管上并一个RC吸收，从而降低二极管反向回复时间造成的电压尖峰！

尤其是CCM模式的时候！

7.确定初级电感量LP

 确定电感量之前我们先看下上边的两个电流图

 对于上图是两种工作模式的初级电感电流波形，我加了两个参数Ip1和Ip2；

Ip1对应最低输入电流

Ip2对应最高峰值电流

有上边这两个我们也就可以算出平均电流Iavg了

Iavg=（Ip1+Ip2）Dmax/2

式中Dmax为最大占空比

如果输出功率为Pout，电源效率为η，那么

Pout/η=VINmin*Iavg=VINmin*（Ip1+Ip2）Dmax/2

得出Ip1+Ip2=2Pout/VINmin*Dmax*η

然后就可以计算Ip1和Ip2的值了

对于DCM来说，电流是降到零的，所以Ip1为零

对于CCM来说Ip1和Ip2都是未知数，又出来个经验选择了，一般取Ip2=（2-3）Ip1，不能取得太小，太小了会有一个低电流斜率，虽然这样损耗小点，但容易使变压器产生磁饱和，也容易使系统产生震荡！

俺一般取Ip2=3Ip1。

计算出Ip1和Ip2后，这时候可以计算初级的电感量了

在ton内电流的变化量ΔI=Ip2-Ip1

根据（VINmin/LP）*ton=/ΔI

得出LP=VINmin*ton/ΔI

到此变压器的初级电感量计算完毕，变压器的参数也计算完毕！

还有一种计算方法，就是按照上边的确定初级电感量的方法先确定电感量，然后来选择磁芯，选择磁芯的方法有很多种，一般最常用的是AP法

这个公式是看资料上的，具体我也没推倒过

具体可以看看赵修科老师的那本《开关电源中的磁性元器件》。

 式中L为初级电感量也就是LP

 Isp为初级峰值电流Ip也就是ΔI，I1L为满载初级电流有效值，但我往往会把Isp和I1L看成是一个，都是初级的峰值电流，所以仁者见仁智者见智，大家可以到应用时具体的来微调！

Bmax为磁感应强度变化量也就是ΔB.这个取值和上边一样，取得太大，磁芯小但容易饱和，而取得太小磁芯的体积又很大，所以一般折中取值！

而且和频率关系也很大，要是频率很高，建议取小点，因为频率高了损耗也大，变压器大了有利于散热

俺经常取0.2!

K1=Jmax*Ko*10-4

其中Jmax为最大电流密度俺一般取450A/平方厘米。

但赵老师书里取得是420A/平方厘米

Ko为窗口面积，有的也叫窗口利用率吧，一般取0.2-0.4，具体要看绕线的结构了，比如加不加挡墙等因素，所以选取时要充分考虑，免得因取得变压器太小，结构要求苛刻而绕不下，导致项目失败！

10-4是由米变厘米的系数

所以上式整理下可得

AP=Aw*Ae=（LP*IP2*104/450*ΔB*Ko）4/3cm4

计算出了AP就可以找到合适的磁芯，然后找到Ae再根据式

NP=LP*IP/ΔB*Ae

式中LP就是上边算得初级电感量

IP为初级峰值电流

ΔB为磁感应强度变化量

 AE为磁芯的有效面积

后边的次级匝数NS和次级整流二极管电压应力的确定就和上边的步骤5和6一样了！

那这两种初级匝数NP的确定方法到底哪个对呢，可以告诉大家都对。

根据电磁磁感应定律：

（VINmin/LP）*ton=IP

所以VINmin*ton=L*Ip

所以这两个从本质上式一样的。

所以个人觉得第一个适合有经验的工程师，可以凭经验来选择变压器，然后来计算变压器参数而第二种适合初学者，先确定变压器再算变压器参数，免得因自己经验不足而走了弯路！

变压器说到这把，以上是自己的个人意见，欢迎大家批评指正。

其实设计出来的参数仅供参考，由于变压器的漏感，PCB的布局，走线等因素会在调试时做微调，最后做出一个最优的、可靠的产品！

下篇将讲下RCD吸收的设计！

这篇咱具体讲下RCD吸收的设计

RCD的计算方法

先上个RCD钳位的原理图

再上个MOS的VDS波形

下面再说几个名词，这几个名词其实大家也知道，一个是钳位电压，上边用Vsn表示;一个是折射电压，上边用VRO表示;还有个脉动电压，上边用ΔV表示;MOS管的最大耐压，上边用BVdss表示；电源的最高输入电压，上边用Vinmax表示。

1.钳位电压Vsn是电容C两端的电压，与选用MOS的BVdss及最高输入电压以及降额系数有关，一般在最高输入电压Vinmax下考虑0.9的降额，则有

Vsn=0.9*BVdss-Vinmax（我上边的实验选择的MOS为IRF640，BVdss=200V，Vinmax=70V）

可以算出钳位电压Vsn为110V

2.然后算折射电压VRO，根据VRO=（VOUT+VD）/（NS/NP）

式中VOUT为输出电压

VD为二极管管压降

NS为次级匝数

NP为初级匝数

我的初级NP为31匝，次级NS为10匝，管压降VD≈1V，输出电压VOUT=12V

算出VRO=（12+1）/（10/31）=40V

3.确定漏感量LIK，这个可以通过测试得出，我的实测了下为2.79uH；不过可以估测此漏感值，一般为初级电感量的1%-5%；

4.确定峰值电流IPK的值

 输入功率PIN=POUT/η，

 式中POUT为输出功率

 η为效率

 我的输出电压为12V，电流为3A，假设效率为80%；

代入式中得PIN=12*3/0.8=45W

算出平均电流Iin-avg=PIN/Vinmin

式中Vinmin为最小输入电压

我的最小输入是40V，也就是1207的最低输入电压。

代入式得Iin-avg=45/40=1.125A

确定峰值电流IPK=2*Iin-avg/δmax

式中δmax为最大占空比

我的设的为0.5

代入式得IPK=2*1.125/0.5=4.2A

5.确定钳位电阻R的值，根据公式R=2（Vsn-VRO）*Vsn/LIK*IPK*IPK*fs

式中fs为开关频率

IPK*IPK为IPK的平方，俺不会写

我的频率fs为50Khz

代入式得R=【2*（110-40）*110】/【2.79*4.2*4.2*50k】

R=27K

6.确定R的功率PR=Vsn*Vsn/R

代入数值得PR=110*110/27000=0.448W可以用1W的电阻

我手头没有1W27k电阻所以用个30K吧

7.确定钳位电容C的值

 我们前边一直把C的点电压VC当成不变的处理，实际是有波动的，因为有漏感等杂散电感的影响，所有会有所波动，一般这个脉动电压ΔV取钳位电压Vsn的5%-10%，我们这取10%吧，所以ΔV=11V

钳位电容的值C=Vsn/ΔV*R*fs

带入值得C=110/11*27k*50k=0.0074uF

这里我们选个C=0.01uF的也就是103PF的电容

回头我把实验结果和波形放上来！

1.初级用了C=103R=30K,次级R=22R,C=102，峰峰值160V

2.我把初级R又并了个30K，R=15K了，别的没动，峰峰值150V了

我又把初级C=103改为472，R=15K，次级没动，峰峰值又到138V了

我想看看要是不动电阻呢，按算的来，把并的那个30K去掉，C=472，次级不动，峰峰值150V

以上总结，算出来的结果还得再试验中得到验证，只能做个参考；所以我们应以计算为基础，根据实验来回调整，找到一个更适合你的值。

还有吸收电阻R一定要考虑降额使用，满足功率要求。

正激设计

还和反激解说一样，反激的前世是buck-boost电路，那正激的应该是buck电路了！

先上个BUCK的电路图

还是先说下工作原理

1.在管子S打开的时候，二极管D反向偏置关断，电流流过电感L，电感电流iL线性上升，储存能量，同时给电容C及负载提供能量；

2.当管子S关断时，电感电流不能突变，电感两端电压反向（为左负右正），二极管D正向偏置开通！

电感能量给电容C及负载提供能量！

3.接着开始下个周期！

从上边可以看出，BUCK电路不管管子S关断与否，都向输出提供能量，而BUCK-BOOST电路是管子关断的时候向输出提供能量，所以效率要比BUCK-BOOST电路高，输出的功率也要比BUCK-BOOST电路做的要大。

根据伏秒法则

von*ton=voff*toff

ton=T*D

toff=T*（1-D）

管子打开时von=vin-vout

管子关断时voff=vout

代入上式得

（vin-vout）*D=vout*（1-D）

得到输出电压和占空比的关系vout=vin*D

BUCK电路一样有非连续模式和连续模式

从图中可以看出来，晶体管和二极管D承受的电压应力都为VIN

从图a中可以看出，电感电流始终没有降到0，这种模式为电流连续模式（CCM）

从图b中可以看出，电感电流一直降到0，然后从0开始增加，这种模式为电流非连续模式（DCM）