电力电子技术课程设计范例Word格式.doc
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要达到高精度的直流电压，必须经过稳压电源进行稳压。
线性电源体积重量大，很难实现小型化、损耗大、效率低、输出与输入之间有公共端，不易实现隔离，只能降压，不能升压。
二，升压斩波电路。
由脉宽调制芯片TL494为控制器构成BOOST原理的，实现升压型DC-DC变换器，输出电压的可调整与稳压控制的开关源是借助晶体管的开/关实现的。
因此选择方案二。
设计要求：
设计要求是输出电压Uo=220V可调的DC/DC变换器，这里为升压斩波电路。
由于这些电路中都需要直流电源，所以这部分由以前所学模拟电路知识可以由整流器解决。
MOSFET的通断用PWM控制，用PWM方式来控制MOSFET的通断需要使用脉宽调制器TL494来产生PWM控制信号。
设计方案：
1、电源电路
电源电路采用电容滤波的二极管不控整流电路，220V单相交流电经220V/24V变压器，降为24V交流电，再经二极管不控整流电路及滤波电容滤波后，变为平直的直流电，其幅值在22V~36V之间。
2、主电路
2.1主电路选用升压斩波电路，开关管选用电力MOSFET。
2.2Boost电路的负载为110V、25W白炽灯，
2.3boost电路中，占空比不要超过65%，否则电压大于100V。
3、控制电路的选择与确定
3.1脉冲发生器TL494
3.2驱动电路IR2110
二．设计原理分析
2．1总体结构分析
电力电子器件在实际应用中，一般是由控制电路，驱动电路，保护电路和以电力电子器件为核心的主电路组成一个系统。
由信息电子电路组成的控制电路按照系统的工作要求形成控制信号，通过驱动电路去控制主电路中电力电子器件的导通或者关断。
来完成整个系统的功能。
因此，一个完整的降压斩波电路也应包括主电路，控制电路，驱动电路和保护电路这些环节。
直流斩波电路由电源、变压器、整流电路、滤波电路、主电路、控制和驱动电路及保护电路组成。
如图2—1所示：
电源
变压器
整流
电路
升压
斩
波
电
路
滤波电路
控制和驱动电路
保护电路
图（2-1）
2.2直流电源设计
小功率直流电源由电源变压器、整流电路、滤波电路三个部分组成，其原理框图如图2.1所示：
图2.1
在直流电源中一般用四个二极管组成桥式整流电路，整流电路的作用是将交流电压变换成脉动的直流电压。
滤波电路一般由电容组成，其作用是把脉动直流电压中的大部分纹波加以滤除，以得到较平滑的直流电压。
与交流电压的有效值的关系为：
；
在整流电路中，每只二极管所承受的最大反向电压为：
流过每只二极管的平均电流为：
整流电路设计如下：
图（2-3）
2.3主电路工作原理
假设L和C值很大。
V处于通态时，电源E向电感L充电，电流恒定I1，电容C向负载R供电，输出电压Uo恒定。
V处于断态时，电源E和电感L同时向电容C充电，并向负载提供能量。
图（2-4）
首先假设电路中电感和电容值都足够大。
当可控开关S处于导通状态时，电源E向电感L充电，充电电流基本恒定为I1,同时电容C上的电压向负载R供电。
因为电容C的值很大，基本保持输出电压U0为恒值。
设S处于导通的时间为ton，此阶段电感L上积蓄的能量为：
当S处于断态时，E和L共同向电容C充电并向负载R提供能量。
设T处于断态的时间为toff，则在此期间电感释放的能量为：
稳态时，一个周期T中L积蓄能量与释放能量相等
化简得：
以上为升压斩波电路的工作原理。
电感的选择
根据电感最大贮能值0.5×
L×
I×
I确定电感峰值电流Imax=Io+2×
VoToff/L（Toff为关断时间）,匝数N应进行取整，当匝数少电流大时，应尽量避免取半匝的情况。
经计算后选取电感量为10mH,电容为4700μF。
O
E
图2-5电流连续
图2-6电流断续
当MOSFET处于导通时，得
设的初值为，解上式得
当MOSFET处于关断时，设电动机电枢电流为，得
当电流连续时，从图2-6的电流波形可看出，=时刻=，=时刻=，由此可得
故由上两式求得：
把上面两式用泰勒级数线性近似，得
该式表示了L为无穷大时电枢电流的平均值，即
当电流断续时的波形如图2-6所示。
当=0时刻==0，令式（1-10）中=0即可求出，进而可写出的表达式。
另外，当=时，=0，可求得持续的时间，即
当时，电路为电流断续工作状态，是电流断续的条件，即
根据上式可对电路的工作状态做出判断。
该式也是最优参数选择的依据。
2.4触发电路的设计
TL494CN是一种固定频率脉宽调制电路，它包含了开关电源控制所需的全部功能，广泛应用于单端正激双管式、半桥式、全桥式开关电源。
TL494有SO-16和PDIP-16两种封装形式，以适应不同场合的要求。
其主要特性如下：
1.集成了全部的脉宽调制电路。
2.片内置线性锯齿波振荡器，外置振荡元件仅两个（一个电阻和一个电容）。
3.内置误差放大器。
4.内止5V参考基准电压源。
5.可调整死区时间。
6.内置功率晶体管可提供500mA的驱动能力。
7.推或拉两种输出方式。
1TL494引脚图
图（2-7）
TL494工作原理简述
TL494的内部电路由基准电压产生电路、振荡电路、间歇期调整电路、两个误差放大器、脉宽调制比较器以及输出电路等组成。
其中1、2脚是误差放大器I的同相和反相输入端；
3脚是相位校正和增益控制；
4脚为死区时间比较器，具有120mV的输入补偿电压，它限制了最小输出死区时间约等于锯齿波周期的4%，当输出端接地，最大输出占空比为96%，而输出端接参考电平时，占空比为48%。
当把死区时间控制输入端接上固定的电压（范围在0—3.3V之间）即能在输出脉冲上产生附加的死区时间。
5、6脚分别用于外接振荡电阻和振荡电容，5脚可以产生锯齿波，所产生的锯齿波稳定，线性度好；
7脚为接地端；
8、9脚和11、10脚分别为TL494内部两个末级输出三极管集电极和发射极；
12脚为电源供电端；
13脚为输出控制端，控制TL494的输出方式，该脚接地时，两路输出晶体管同时导通或截止，形成单端工作状态，可以用于提高输出电流；
接14脚时为推挽输出方式，为5V基准电压输出端，最大输出电流10mA；
15、16脚是误差放大器II的反相和同相输入端。
TL494内置了线性锯齿波振荡器,振荡频率可通过外部的一个电阻和一个电容进行调节,其振荡频率为:
输出脉冲的宽度是通过电容CT上的正极性锯齿波电压与另外两个控制信号进行比较来实现。
功率输出管Q1和Q2受控于或非门,当13脚控制信号为高电平时,调制脉冲交替输出至两个输出晶体管Q1和Q2,输出频率等于脉冲振荡器的一半。
当13脚控制信号为低电平时,芯片工作于单端状态,功率输出管Q1和Q2均由或非门的前一级与门控制,为得到更高的驱动电流输出,可将Q1和Q2并联使用。
当双稳触发器的时钟信号为低电平时才会被选通，即只有在锯齿波电压大于控制信号期间才会被选通。
当控制信号增大，输出脉冲的宽度将减小。
控制信号由集成电路外部输入，一路送至死区时间比较器，一路送往误差放大器的输入端。
TL494内部电路方框图
图（2-8）基于TL494的脉冲发生器
TL494电路设计
图（2-9）
电力场效应晶体管MOSFET
随着信息电子技术与电力电子技术在发展的基础上相结合，形成了高频化、全控型、采用集成电路制造工艺的电力电子器件，其典型代表就是电力场效应晶体管MOSFET
1.电力场效应晶体管特点
电力场效应晶体管简称电力PowerMosfet。
特点是用栅极电压来控制漏极电流，驱动电路简单，需要的驱动功率小，开关速度快，工作频率高，热稳定性好。
但是电流容量小，耐压低，一般适用于功率不超过10kW的电源电子装置。
2.MOSFET的结构和工作原理
电力MOSFET的种类按导电沟道可分为P沟道和N沟道，图1-6所示为N沟道结构。
电力MOSFET的工作原理是：
在截止状态，漏源极间加正电源，栅源极间电压为零。
P基区与N漂移区之间形成的PN结反偏，漏源极之间无电流流过。
在导电状态，即当UGS大于开启电压或阈值电压UT时，栅极下P区表面的电子浓度将超过空穴浓度，使P型半导体反型成N型而成为反型层，该反型层形成N沟道而使PN结消失，漏极和源极导电。
图（2-9）内部结构断面示意图图（2-10）电气图形符号
MOSFET开关时间在10～100ns之间，工作频率可达100kHz以上，是电力电子器件中最高的。
由于是场控器件，静态时几乎不需输入电流。
但在开关过程中需对输入电容充放电，仍需一定的驱动功率。
开关频率越高，所需要的驱动功率越大。
总电路设计图
图（2-11）
2.5过压过流保护原理与设计
（1）过电压保护
过压保护要根据电路中过压产生的不同部位，加入不同的保护电路，当达到—定电压值时，自动开通保护电路，使过压通过保护电路形成通路，消耗过压储存的电磁能量，从而使过压的能量不会加到主开关器件上，保护了电力电子器件。
为了达到保护效果，可以使用阻容保护电路来实现。
将电容并联在回路中，当电路中出现电压尖峰电压时，电容两端电压不能突变的特性，可以有效地抑制电路中的过压。
与电容串联的电阻能消耗掉部分过压能量，同时抑制电路中的电感与电容产生振荡，过电压保护电路如图2-12所示。
图2-12RC阻容过电压保护电路图
（2）过电流保护
当电力电子电路运行不正常或者发生故障时，可能会发生过电流。
当器件击穿或短路、触发电路或控制电路发生故障、出现过载、直流侧短路、可逆传动系统产生环流或逆变失败，以及交流电源电压过高或过低、缺相等，均可引起过流。
由于电力电子器件的电流过载能力相对较差，必须对变换器进行适当的过流保护。
采用快速熔断器是电力电子装置中最有效、应用最广的一种的过流保护措施。
过电流保护电路如图2-13所示，其中交流侧接快速熔断器能对晶闸管元件短路及直流侧短路起保护作用。
器件直接串接快速熔断器才对元件的保护作用最好，因为它们流过同—个电流．因而被广泛使用。
电子电路作为第一保护措施，快熔仅作为短路时的部分区段的保护，直流快速断路器整定在电子电路动作之后实现保护，过电流继电器整定在过载时动作。
图2-13过电流保护电
过压过流保护原理与设计
图2-14
根据主电路所示把输出电压，电流反馈回来经过集成运放LM393比较输出，LM393输出接494的4脚控制其死区电压（高电平不工作、低电平工作），通过调节R12可调节反馈电压大小，当LM393的3脚反馈电压增大超过2脚电压时，1脚输出高电平。
TL494停止工作，即可起到过压保护作用。
过流保护工作原理同过压保护一样
三．仿真分析与调试
图3-1
3.1Matlab仿真图设计
由前面所述原理可知
由于上式中的，输出电压高于电源电压，故称该电路为升压斩波电路。
其中，表示升压比，调节其大小，即可改变输出电压的大小，调节方法与改变占空比的方法类似。
将升压比的倒数记作，即，则β和关系为，因此
说明：
当所选的C能达到所需的输出滤波要求时L可以选的足够大，以便使开关变换器保持在连续的工作状态，但电容器本身没有完美的电器性能所以其内部的等效串联电阻将消耗一些功率。
另外，等效串联电阻上的压降会产生输出纹波电压，要减小这些纹波电压只能靠减少等效串联电阻的值和动态电流的值。
类似的电容C选择，经常由纹波电流的大小决定。
截止频率f的高低，LC的大小，都将影响输出纹波电压。
在实际设计过程中，选择L和C时，要综合考虑重量、尺寸以及成本等因素。
从改善动态特性看，可考虑小电感量、大电容值。
升压斩波电路之所以能使输出电压高于电源电压，关键有两个原因：
一是储能之后具有使电压泵升的作用，二是电容可将输出电压保持住。
在以上分析中，认为T处于通态期间因电容的作用使得输出电压U0不变，但实际上C值不可能为无穷大，在此阶段其向负载放电，输出电压必然会有所下降，故实际输出电压会略低，不过在电容足够大时，误差很小，基本可以忽略。
3.2仿真结果
周期设为1KHz,占空比为50%,电感为10mH,电容为2200uF,负载为100时进行仿真，仿真结果如下：
图3-0-1负载电压98.2V
图3-0-2流经电感L的电流值为0.982A
可以知负载两端的电压与输入电压基本上成2倍的关系。
即
（V）
负载不变为100，频率1KHz，占空比从5%到45%以等百分比递增时，输出电压，与输入电压和电路参数之间的关系。
a.占空比5%
图3-1-1负载电压51.8V
图3-1-2流经电感L的电流值为0.518A
负载电压可以看出负载电压约为51.8V，基本上符合理论计算：
b.占空比15%
图2-2-1负载电压57.4V
图3-2-2流经电感L的电流值为0.57A
负载电压约为51.8V，基本上符合理论计算：
c.占空比25%
图3-3-1负载电压65.5V
图3-3-2流经电感L的电流值为0.65A
负载电压约为65.5V，基本上符合理论计算：
d.占空比35%
图3-4-1负载电压75.6V
图3-4-2流经电感L的电流值为0.75A
负载电压约为75.6V，基本上符合理论计算
e.占空比45%
图3-5-1负载电压89.3V
图3-5-2流经电感L的电流值为0.89A
负载电压约为89.3V，基本上符合理论计算
在占空比为50%时，输出电压可以看到负载两端的电压与输入电压基本上成2倍的关系。
由以上仿真图形分析可得：
1）占空比α越大负载输出电压越大，调节时间越长
2）电容C值越大峰值时间越大，第一个峰值越大
3）电感L值越大峰值时间越大，调节时间越大
在实际中可根据项目的大小、设计的实际要求及成本的大小选取适当的电感电容值，以达到设计的要求。
（可以在一些经验值附近选取电感电容值，滨进行反复的试验最中确定自己需要的电感电容值）
这里仅根据要有良好的直流稳定性和快速性，在α=50时经过大量的仿真实验选取的一组理想的电容电感值，及其此时的输出波形。
经大量仿真结果比较分析可得，当L=10e-3H、C=10e-3F是波形的快速性和直流稳定性比较理想。
3.3仿真实验结论
通过仿真实验和对仿真实验得到的输出波形的分析可知，在直流升压斩波电路中电感电容的对其负载电压的影响。
虽然理想的电感电容值为无穷大，但这在现实设计中是不可能实现的。
如选取电感电容值极大这必将和减小成本成为矛盾，而且由以上的仿真分析可知它也将和Boost启动时调节时间成为矛盾。
所以在设计时要综合考虑多方面的因素来选取合适的电感电容值！
元器件列表
器件名称
规格型号
数量（单位）
300KV/A
1个
整流二极管
IN4004
6个
大电感
700mH
2个
MOSFET
200V/1A
电阻
500Ω，5.1KΩ
各1个
10KΩ，10Ω
各2个
芯片
TL494
1块
二极管
IN4148
3个
电容
0.01μF，100μF
设计心得
此次课程设计，从理论到实践，在短短一星期的时间里，我遇到了很多问题，也学到了很多东西。
它不仅巩固了我以前所学的理论知识，更使我们知道了由理论结合实践的基本方法，锻炼了自己解决实际问题的能力。
在此次课程设计过程中，碰到的问题比较多，靠自己所学的知识根本解决不了，借鉴了很多网上资料，解决了这些问题，也学到了很多课本上没有的东西。
在做设计的过程中我学到了很多东西，也知道了自己的哪些不足之处，知道自己对以前所学过的知识理解得不够深刻，掌握得不够牢固，以后仍需努力。
通过这次课程设计，看到了自己的不足之处，同时也锻炼了自己将理论知识运用到实际中的能力，加强了自己的实际运用能力，也学会了怎么样去分析问题和解决问题。
三、参考资料
何希才、毛德柱编著.
新型半导体器件及其应用实例.
北京:
电子工业出版社
［１］王兆安,黄俊.电力电子技术（第四版）.机械工业出版社,2000
［２］康华光,陈大钦.电子技术基础（第四版）.高等教育出版社,1998
［３］李国勇,谢克明,杨丽娟.计算机仿真技术与CAD-基于MATLAB的控制系统（第二版）.[北京]:
电子工业出版社,2008
［４］施晓红,周佳.精通GUI图形界面编程.[北京]:
北京大学出版社,1999
［５］张义和.ProtelDXP电路设计快速入门.[北京]:
中国铁道出版社,200
［6］何希才、毛德柱编著.
[
致谢
由于本人的经验不足，在此次课程设计过程中出现了很多问题，是在同学的帮助下完成的，在此，感谢老师和各位帮助我的同学。
1.直流降压斩波电路的设计总思路…………………………………………………1
1.1电路的总设计思路……………………………………………………………1
1.2电路设计总框图………………………………………………………………2
1.3降压斩波主电路的原理图……………………………………………………2
1.4电路总框图……………………………………………………………………2
2.直流降压斩波电路主电路模块……………………………………………………3
2.1主电路模块原理………………………………………………………………3
2.2主电路图………………………………………………………………………3
3.控制电路模块………………………………………………………………………3
3.1SG3525A脉宽调制器控制电路………………………………………………3
3.2SG3525构成的控制原理图……………………………………………………3
4.驱动电路模块………………………………………………………………………3
4.1驱动芯片EXB841的控制原理…………………………………………………3
4.2EXB841驱动电路图……………………………………………………………3
参考文献…………………………………………………………………………….3
致谢……………………………………………………………………………………4
附录……………………………………………………………………………………5
摘要：
关键词：
一.直流降压斩波电路的设计总思路
1.1电路的总设计思路
直流降压斩波电路可分为三个部分电路块。
分别为主电路模块，控制电路模块和驱动电路模块。
主电路模块，注要由全控器件IGBT的开通与关断的时间占空比来决定输出电压u。
的大小。
控制电路模块，可用SG3525来控制IGBT的开通与关断。
驱动电路模块，用来驱动IGBT。
1.2电路设计总框图
1.3降压斩波主电路的原理图
1.4电路总框图
二直流降压斩波电路主电路模块
2．1主电路模块原理
直流降压斩波主电路可使用一个全控器件IGBT控制导通。
用控制电路和驱动电路来控制IGBT的开断，当t=0时，驱动IGBT导通，电源E向负载供电，负载电压u。
=E，负载电流i。
按指数曲线上升。
当t=t1时刻，控制IGBT关断，负载电流经二极管VD续流，负载电压u。
近似为零，负载电流指数曲线下降。
为了使负载电流连续且脉动小，故串联L值较大的电感。
至一个周期T结束，再驱动IGBT导通，重复上一周期的过程。
当电力工作于稳态时负载电流在一个周期的初值和终值相等，负载电压的平均值为
Ton为IGBT处于通态的时间；
Toff为处于断态的时间；
T为开关周期；
α为导通占空比。
通过调节占空比α使输出到负载的电压平均值U。
最大为E，若减小占空比α，则U。
随之减小。
2.2主电路图
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