2.一次侧等效输出电压Vor
Vor=Vz/（见注释A）
3.匝比n（Np/Ns）
n=Vor/（Vo+Vd），其中Vd是输出二极管D的正向压降，一般取～1V。
4.最大占空比的理论值Dmax
Dmax=Vor/（Vor+Vinmin），此值是转换器效率为100%时的理论值，用于粗略估计占空比是否合适，后面用更精确的算法计算。
一般控制器的占空比限制Dlim的典型值为70%。
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上面是先试着确定Vz，也可以先试着确定n，原则是n=Vin/Vo，Vin可以取希望的工作输入电压，然后计算出Vor，Vz，Dmax等，总之这是计算的“起步”过程，根据后面计算考虑实际情况对n进行调整，反复计算，可以得到比较合理的选择。
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5.负载电流Io
Io=Po/Vo，如果有多个二次绕组，可以用单一输出等效。
6.一次侧有效负载电流Ior
Ior=Io/n，由Ior×Np=Io×Ns得来。
7.占空比D
D=Iin/（Iin+Ior），其中Iin=Pin/Vin，而Pin=Po/X。
这里Vin取Vinmin。
（见注释B）
8.二次电流斜坡中心值Il
Il=Io/（1-D）
9.一次电流斜坡中心值Ilr
Ilr=Il/n
10.峰值开关电流Ipk
Ipk=（1+×r）×Ilr
11.伏秒数Et
Et=Vinmin×D/f，（Et=Von×Ton=Vinmin×D/f）
12.一次电感Lp
Lp=Et/（Ilr×r）
13.磁芯选择
（1）Ve=×（（（2+r）^2）/r）×（Pin/f），Ve单位cm^3；f单位KHz，根据此式确定磁芯有效体积Ve，寻找符合此要求的磁芯。
（见注释D）
（2）最适合反激变压器的磁芯是“ECores”和“UCores”，“ETD"、”ER"、“RM"这三种用于反激性能一般，而“PlanarE”、“EFD"、”EP"、“P"、”Ring"型不适合反激变压器。
（3）材质选锰锌铁氧体，PC40比较常用且经济。
14.一次匝数Np
Np=（1+2/r）×（Von×D）/（2×Bpk×Ae×f），其中Von=Vinmin-Vq，Vq是开关管Q的导通压降；Bpk不能超过，一般反激变压器取；Ae是磁芯的有效截面积，从所选磁芯的参数中查的。
（公式推导见注释E，说明见注释F）
15.二次匝数Ns
Ns=Np/n，此值小数不可忽略时向上取整，如取2T，然后重新计算Np=Ns×n。
16.匝数调整后实际磁通密度变化范围验证
Bpk=Bpk0×Np0/Np，Bpk0、Np0是调整前的磁通密度峰值和一次匝数。
（根据：
Bpk与匝数成反比）
dB=（2r/（r+2））×Bpk
17.气隙系数z
z=（1/Lp）×（u×u0×Ae/le）×Np^2，其中u是磁芯材料的相对磁导率，Ae、le分别是磁芯的有效截面积和有效长度，这些参数由磁芯手册提供，u0是真空磁导率，值为4×PI×10^（-7）。
（见注释G）
18.气隙长度lg
lg=le×（z-1）/u，其中u是磁芯材料的相对磁导率。
（见注释G）
19.绕组导线的集肤深度h
h=×（1+×（T-20））/f^，所得单位为mm，其中T是工作温度，可取80，即最高环境温度40摄氏度时可以有40度的温升。
20.绕组导线的线径d
d=2h，若选用铜皮，则铜皮厚度同样按此计算，即2h。
21.绕组导线的电流承载能力Im
Im=PI×（d/2）^2×J，其中J是电流密度，反激变压器一般取典型值493A/cm^2（400cmil/A）。
22.一次绕组导线的股数Mp
Mp=Ilr/Im
23.二次绕组导线的股数Ms
Ms=Il/Im
24.确定变压器组装结构
根据上面计算的变压器各项参数，合理安排绕组排列、绝缘安排等，绕组安排（从磁芯由近及远）可参考如下：
（1）一般排列是，一次，二次，反馈。
（2）二次，反馈，一次，这种排法有利于一次绕组对磁芯的绝缘安排。
（3）一半一次，二次/反馈，一半一次，这种排法有利于减少漏感。
25.输出二极管的额定电流Idm
Idm=2×Io（见注释H）
26.输出二极管的额定电压Vdm
Vdm=（1+20%）×（Vo+Vinmax/n）（见注释I）
27.开关管的额定电流Iqm
Iqm=2×Ilr×（D×（1+r^2/12））^（见注释J）
28.开关管的额定耐压Vqm
Vqm=（1+20%）×（Vor+Vinmax）（见注释K）
29.输入电容值Cin
Cin=Kcp×Po/X，系数Kcp取经验值3uF/W。
30.输入电容额定电流纹波Icind
Icind=Ilr×（D×（1-D+r^2/12））^（见注释L）
31.输入电容的耐压Vcin
Vcin=（1+30%）×Vinmax，30%为保留裕量。
32.输出电容值Co
Co=Io×D/（f×Vopp），（见注释M）
33.输出电容额定电流纹波Icod
Icod=Io×（（D+r^2/12）/（1-D））^（见注释N）
34.输出电容的耐压Vco
Vco=（1+30%）×Vo，30%为保留裕量。
35.反向二极管D1的耐压Vd1
Vd1=（1+20%）×Vinmax，20%为保留的裕量。
36.反向二极管的电流Id1
Id1=×Ilr（见注释O）
37.漏感Llk
Llk=Lp×，根据经验取一次电感的5%，一般反激变压器为2%～20%。
38.齐纳管功率Pz
Pz=Llk×Ipk^2×（Vz/（Vz-Vor））×f，此处为2倍计算的功率值以留足够裕量。
（见注释A）
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齐纳管损耗可能会比较大，以致无法找到合适器件，所以需要对尖峰吸收电路进行更改，实际应用中一般较多采用RCD电路对漏感尖峰进行吸收，下面的计算针对此RCD电路。
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RCD吸收漏感能量的反激变换器：
39.RCD电路电容最大电压Vcmax（见注释P）
Vcmax=Vor/D
40.RCD电路电容值Crcd（见注释P）
Crcd=Ipk^2×Llk/（Vcmax^2×（1-e^（2×ln（D）/（1-D）））
41.RCD电路电阻值Rrcd（见注释P）
Rrcd=（D-1）/（C×f×ln（D））
42.RCD电路电阻功率Pr（见注释P）
Pr=Llk×Ipk^2×f，此值为2倍的电阻实际消耗功率，以留出足够裕量。
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如果漏感损耗较大，或考虑进一步提高效率，齐纳管钳位和RCD吸收都无法满足要求，可以考虑LCD无损吸收网络，它可以把漏感能量重新返回输入电容，下面的计算针对此部分。
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LCD无损吸收的反激变换器：
43.缓冲电容低压Vcr0（见注释Q）
Vcr0=Vor（根据情况可选择略高于此值）
44.缓冲电容高压Vcr1（见注释Q）
Vcr1=k×Vcr0，k是系数，可根据情况选～3，也可以更高，但需注意Q的耐压。
45.缓冲电容值Cr（见注释Q）
Cr=Llk×Ipk^2/（Vcr1^2-Vcr0^2）
46.储能电感值Lr（见注释Q）
Lr=Lr=D^2/（Cr×f^2×（arccos（Vcr0/Vcr1））^2）
47.储能电感额定电流Ilrm（见注释Q）
Ilrm=×（Cr/Lr）^×Vcr1×sin（D/（f×（Lr×Cr）^），此值为最大电流值的倍，考虑了留出裕量。
至此电路中所有元件的主要参数计算完毕。
注释
A齐纳管钳位损耗Pz=×Llk×Ipk^2×（Vz/（Vz-Vor））×f，其中Llk是所有漏感--不只是一次漏感Llkp，Ipk是一次电流的峰值。
通过此式可看出若Vz接近Vor，则损耗巨大；若以Vz/Vor为变量画出钳位损耗的曲线，则所有情况下，Vz/Vor=均为曲线上的明显下降点。
B1.变压器中电流情况有Iin/D=Ior/（1-D），由此得D=Iin/（Iin+Ior）；2.所有设计均在Vinmin下进行。
C设计离线变压器时，考虑降低损耗、减小体积等原因，通常将r设定为左右。
D反激电源变压器一般绕线不成问题，即不大设计窗口面积使用问题，所以不必用AP法。
EVon=Np×Ae×（dB/dt）->Von×dt=Np×Ae×dB->Np=（Von×dt）/（dB×Ae）=（Von×D/f）/（dB×Ae）=（Von×D）/（dB×Ae×f）=（Von×D）/（（2r/（r+2））×Bpk×Ae×f）=（1+2/r）×（Von×D）/（2×Bpk×Ae×f）
FNp计算完后应验证此值是否适合磁芯的窗口面积，及骨架、隔离带、安全胶带、二次绕组和套管等，通常在反激变压器中这些都不会有问题；如果需要减少Np，可以考虑增大r，减小D，或增大磁芯面积，但磁导率和气隙不会解决问题。
G电感与磁导率的相关方程：
L=（1/z）×（u×u0×Ae/le）×N^2，其中气隙系数z=（le+u×lg）/le。
对于铁氧体材料的气隙变压器，z取值10～20是较好的折中选择。
H反激（buck-boost）中二极管平均电流等于负载电流Io，损耗是Pd=Io×Vd，而二极管正向压降Vd随其额定电流上升而下降，故折中考虑，选取其额定电流为2×Io。
IBuck-boost中二极管最大承压是Vinmax+Vo，在反激中Vinmax折算到二次侧为Vinmax/n，同时给额定值留出20%的裕量，所以最终选择二极管的额定耐压定位Vdm=Vdm=（1+20%）×（Vo+Vinmax/n）。
J对所有拓扑，开关管有效值电流在Dmax处最大，且Iqrms=Il_dmax×（Dmax×（1+r_dmax^2/12））^，开关管的损耗Pq=Iqrms^2×Rds，其中Rds是开关管的正向压降，此压降随开关管的额定电流增大而减小，所以折中选择开关管的额定电流为2×Iqrms。
KBuck-boost中开关管最大承压是Vinmax+Vo，在反激变换器中Vo折算到一次侧为Vor，同时给额定值预留20%的裕量，所以最终选择开关管的耐压为Vqm=（1+20%）×（Vor+Vinmax）
LBuck-boost中输入电容最恶劣电流有效值发生在Dmax，其值为Irms_cin=Il_dmax×（Dmax×（1-Dmax+r_dmax^2/12））^，一般选择电容时其额定纹波电流应等于或大于此值。
M根据如下：
Co实际上需要维持t_on时的电荷流失，此电荷量为dQ=Io×t_on，而此时电容电压的变化是dUco=dQ/Co=Vopp，由此得Co=lo×t_on/Vopp。
NBuck-boost中输出电容最恶劣有效值发生在Dmax，其值为Irms_co=Io×（（Dmax+r_dmax^2/12）/（1-Dmax））^，一般选择电容是器额定纹波电流应等于或大于此值。
O考虑漏感电流不超过一次绕组电流的20%，仅为估计，无计算根据。
PRCD电路的分析和计算如下：
（1）工作过程：
开关管截止后，漏感电流通过D对C迅速充电，然后C通过R放电，消耗漏感能量于R上。
（2）充电过程时间很短，相对整个周期可以忽略。
（3）C不能太大，否则吸收能量过多，影响变压器能量传递，同时R成为变换器的死负载。
（4）R不能太小，否则放电太快，C电压降到反射电压（Vor）时R开始消耗二次传过来的能量，所以R要使C的放电电压在开关导通时不小于反射电压。
根据以上分析，计算推导如下：
Vcmax>Vor，把Vc线性化，可得Vcmax/Vor=T/t_ON，T为开关周期，t_ON为开关导通时间，由此得
Vcmax=Vor/D （式1）
当开关导通时C上电压刚好等于反射电压有：
Vcmax×e^（-（1-D）×T/（R×C））=Vor，由T=1/f整理得
R×C=（D-1） /（f×ln（D））（式2）
Vc的最小值Vcmin=Vcmax×e^（-T/（R×C））（式3）
此时漏感能量全部被RC电路吸收，有如下方程：
×Llk×Ipk^2=×C×（Vcmax^2-Vcmin^2）（式4）
整理式3和式4可以得到
C=Ipk^2×Llk/（Vcmax^2×（1-e^（2×ln（D）/（1-D）））
由上式和式2可以得
R=（D-1）/（C×f×ln（D））
电阻R消耗的功率是Pr=×Llk×Ipk^2×f
QLCD无损吸收网络的分析和计算：
（1）开关管截止时，一方面变压器漏感和一次绕组通过D1对Cr充电，把漏感能量储存于Cr；另一方面，Lr的电流储能通过D1、D2反馈给电源输入电容C_IN。
（2）开关管导通时，Cr通过D2、Lr进行放电，把能量传递给Lr，能量由电容电压转换为电感的电流能量。
（3）稳态下，设Cr开始充电（Q截止）时电压是Vcr0，充电结束时电压是Vcr1，则为了不吸收便压器正常工作的能量传递有Vcr0>=Vor；考虑能量的传递过程则有×Llk×Ipk^2=×Cr×（Vcr1^2-Vcr0^2），令k=Vcr1/Vcr0，同时设Vcr0=Vor，整理得Cr=Llk×Ipk^2/（Vor×（k^2-1））。
（4）稳态下，Cr的放电过程（Q导通）也就是Cr、Lr的谐振过程，所以Cr的电压方程是uc=Vcr1×cos（wt），Lr的电流方程是il=（Cr/Lr）^×Vcr1×sin（wt），其中角频率w=1/（Lr×Cr）^。
此处我们需要在导通时间结束时Cr上的电压降至Vcr0，由此得Vcr1×cos（w×（D/f））=Vcr0，且w×（D/f）整理方程得Lr=D^2/（Cr×f^2×（arccos（Vcr0/Vcr1））^2）。
（5）Q截止状态下Cr充电的时间和Q导通状态下Lr的续流放电时间很短，因此在分析过程中忽略。
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