反激变换器辅助电源基本设计关系.docx

1、反激变换器辅助电源基本设计关系反激变换器辅助电源基本设计关系 Ui T D2 Dz N1 N2 C Uo D1 S 图1 反激变换器原理电路反激变换器是辅助电源通常采用的电路拓扑.它的优点在于可以工作在非常广阔的输入电压范围,电路简单,元件少,但效率一般在75%左右.一般工程师对反激变换器设计比较茫然。本文试图找到MIP162和TOPswitch系列组成的辅助电源的较合理的设计方法。1. 原理反激变换器电路如图1所示。它是由功率开关S、变压器T、输出整流管D2和输出滤波电容组成。D1和Dz组成尖峰抑制电路。电路可以工作在电感安匝连续或/和断续.为讨论方便，首先研究电感安匝连续模式。一、安匝连续

2、原理所谓安匝连续是整个开关周期内，磁芯总安匝没有停留在零安匝时间。电路进入稳态,初级电流波形如图2(a)所示。当晶体管S导通时，初级电流线性增长，有 (1)电源Ui向电感储能，由输出电容向负载供电。 i1 i1max T i1min 0 t i2 Ton Tof 0 t (a) i1 0 t i2 0 t (b) i1 0 t i2 0 t (c) 图2 安匝连续(a)、和临界连续(b)和 断续(c)电流波形晶体管S关断时，电感能量不能突变，变压器各线圈感应电势反号，同名端为负，迫使二极管D2导通，电感能量转为电场能量向负载放电和向电容充电。设电容电压变化很小,次级电流变化量 (2) 在稳态时

3、,转换瞬间变压器应满足 因此 (3)式中N1 、N2分别为变压器初、次级匝数；L1和L2分别为初、次级电感量。设变压器没有漏感，应有 (4)由式(1)和式(2)联解,考虑到式(3)和式(4)得到 或 (5)式中n=1 /2为变压器变比.=Ton/T为占空度。电感电流(安匝)连续时,输出电压与输入电压的关系如式(5),输出电压与负载无关。器件选择在电路设计时，首先应当知道变压器的电感量。电感由临界连续电流决定。临界连续时，在晶体管关断瞬时，次级电流刚好下降到零。临界连续是连续的特例。临界电流为 一般取临界电流IG=0.1Io，即额定输出电流的10%，考虑到效率、Po=IoUo和式（5），则电流连

4、续需要的电感量为 （6）即输出功率为 输入电流平均值 (7)当电感电流连续时(图2(a),晶体管流过电流的峰值 (8)次级峰值电流,即二极管峰值电流 (9)因为脉动分量是脉冲中值的1/5，有效值忽略脉动分量。变压器初级电流的有效值为 (10)次级电流有效值 （11）次级交流电流有效值 （12）晶体管在截止时承受的电压（式（5） （13）由式（5）可见，输入电压变化时，通过调节占空比达到输出电压的稳定。输入电压最高Uimax时，最小占空比为 （14）由式（13）可以看到晶体管承受的电压应当小于其击穿电压。一般反激变压器漏感较大，尽管采用缓冲和箝位措施，还可能有杂散电感引起的尖峰，通常选择晶体管的

5、耐压 （15）如果已经选择了晶体管，击穿电压已知，因此在最高输入电压时由式（8）得到最小占空比必须满足 （16）如果空载进入断续状态，开关管承受的电压为 （16a）如果在额定输入电压时选择D在0.5左右，由式（13）可见，要求晶体管的耐压接近3倍。如果晶体管选定，选择最小占空比Dmin应当大于芯片的最小占空比Dcmin。因此，变压器变比 （17）一般根据输出功率决定开关频率f；选择额定输入电压时占空度D；根据输入或输出最低电压估计效率。根据这些参数就可以选择元器件参数。次级峰值电压 （18）如要求输出纹电压为Upp，要求滤波电容的Resr(ESR)为 （19)根据式（6）选择初级电感；由式（8

6、）和（13）选择功率开关管；由式（11）的I2/1.57和式（18）选择输出整流管；根据式（19）和（12）选择电解电容。同时如果已知PWM芯片最大占空度，就可以由式（5）求得最低可能的输入电压Uimin。占空比一般选择D=0.5左右.如果占空度大于0.5,变比n加大（式（5），初级电感加大（式（6），初级峰值电流减少（式（8），功率管电流定额下降，但电压定额提高（式（15）；次级峰值电流（式（9）和有效值电流（式（11）增大，引起输出二极管，输出电容体积加大；但二极管电压定额降低（式（18）。反之，以上结果也相反。有时最大占空度受芯片最大占空度限制。权衡利弊，一般在额定输入时选择D=0.5。

7、如果宽输入范围，在最低输入电压时选择芯片最大占空度Dmax，同时检查在最高输入电压时大于控制芯片最小占空度Dmin。一旦选择Dmax，Uimin Dmax=U=常数，就可以决定初级电感量。二、安匝断续恒频安匝连续模式的反激变换器输出电流继续下降就进入断续模式。断续模式次级电流持续时间小于开关管截止时间。变换器工作在断续模式，晶体管零电流导通，输出整流二极管零电流关断。与连续模式比较，功率开关管关断电流比连续模式大许多倍，关断损耗增大，同时漏感引起的损耗也加大。但断续模式需要较小的电感，动态响应好，是小功率电源中经常采用的拓扑。输出电流的平均值（图2(c)） (20)式中R(Tof)为次级电流流

8、通时间。当晶体管S截止时，二极管流通期间 将式（20）代入上式，经化简得到 (21)可见，如果输出电压Uo、L2和i2=ni1均恒定（式(21)），TR也恒定。如果TR小于Tof，则电感电流断续；如出现大于Tof，实际上等于Tof,电感电流连续。如果电感电流断续，负载不变时，TR在整个输入电压范围内基本不变。将式(21)代入式(20)，并考虑式(3)和(4)得到 (22)又因 (23) 如果输出功率不变，UiD为常数，i1也为恒值。所以式(22)可以写为 (24)由式(24)可见，在断续时，输出电压与输出电流成反比，并考虑到效率。即 (25)则初级电感 （26）将式（6）与式（26）比较可以看

9、出，在相同的输入电压、频率和输出功率情况下，连续断续的电感至少大10倍。最大输出功率 （27a）或 （27b）电流断续时,如果漏感为零，晶体管耐压应当大于承受的最高电压为 （28） Ui T D3 Dz N1 N2 C Uo D1 C1 D2 S L1 图3 反激变换器的无损缓冲电路前面分析时初级电流转换到次级电流是瞬时完成的，实际变压器是有漏感的。在晶体管关断瞬时，初级和次级线圈上感应电势反号，由于漏感使初级电流不能立即为零，否则将损坏晶体管，为此在初级线圈上一个稳压二极管（图1中虚线所示），将漏感产生的尖峰电压箝位，或加一个无损缓冲电路（图3），将漏感能量返回电源。如果采用稳压管箝位（图1

10、），当晶体管关断瞬时，变压器各线圈电势反号，次级二极管导通，同时漏感能量迫使箝位稳压管（Uz）导通，漏感上电压为 所以初级电流变化率为 当输出功率一定时，初级峰值电流一定，因此漏感Ls越小和Uz越大，初级电流下降到零点时间越短。因为在箝位（漏感恢复时间）时间内，磁路总安匝基本不变，次级电流线性上升，初级电流也流进箝位电路，在导通时间存储在磁场中的能量有一部分消耗在箝位电路中。箝位时间为 （29）可见，如果Uz越高，tc越短。一般箝位电压是次级反射电压的1.21.5倍。受功率管击穿电压限制： （30）消耗在箝位稳压管上的能量为 （31）其中初级因ts损失的功率和漏感损失的功率分别为 和由式（31

11、）可见，Ls越大，损耗越大，则效率越低。如果Uz越高，tc越小，则损耗也越小。由式(27a)，（27b）可见，输出功率反比于电感量和开关频率。如果输入或输出电压很低（例如5V以下），要提高输出功率，必须降低开关频率和电感量。但是在生产线上要制造1H以下电感是无法保证较小误差，因为杂散电感和漏感与你需要的电感可以比较。一般在3H以上，因此必须降低开关频率。所以，低电压反激一舼功率限制在50W以下。在要求适应输入电压从交流85V264V（直流92V370V）的反濁变换器中，没有额定工作甽压。如果初级电感L1、输出功率Po和工作频率决定之后，与连续相同，由式（27a）可见，U=UiD=UimaxDm

12、in为常数，如果芯片的最大占空度为Dmax，最低输入电压Uimin时为临界连续，则有 （32）于是初级与次级匝比为 （33）由式（26）选择初级电感。器件选择输入电流平均值 (34)当电感安匝断续时(图2(c),晶体管流过电流的峰值 (35)可见，初级峰值电流在工作范围内是一个常数。初级线圈电流有效值为 (36)输出电流为 （37）次级峰值电流,即二极管峰值电流 (38)次级线圈电流有效值考虑到式（37），（38）为 （39）3.电路参数设计 D2 Vi 200/20mA Dz C D1 300 8V 6.8V MIP161 43k 图4 辅助电源由前面分析可以看到，反激变换器设计既是很随便而

13、又是困难的。出发点不一样结果也不一样。如果器件已经选定，则不允许超过器件的极限参数来设计电感参数；如果最大效率是重要的，选择额定电压时占空比接近0.5，可以考虑采用连续模式。然后决定器件的定额；如果功率较小，效率不是追求的目标，要求体积小，采用断续模式；如果要求适应很大输入电压范围，一般采用断续模式等等。以下用两个例子来说明设计的基本方法。例1 器件选择MIP162，断续模式。输入电压AC90V264V/50Hz。输出电压15V，输出电流1A。输出纹波小于100mV。工作频率100kHz。芯片最高电压700V。占空度Dmax=0.67，Dmin=0.02 。1. 考虑到有一定余量，最低电压小于

14、输入最低电压，选择交流85V，直流94V（851.1）保证在实际生产的公差，不致调试困难。由式（32）选择 V最高输入电压的占空度，大于芯片最小占空度（0.02）。2. 由式（26）确定初级电感量mH3. 由式（33）确定变比n，最低交流电压90V，直流100V，占空度为0.63, 取n=104. 根据式（4）得到次级电感 H5. 次级电流持续占空度 0.376. 次级平均电流为0.25A，求峰值电流、有效值电流和交流有效值 AAA7. 二极管定额 平均电流为 A 击穿电压 V 选择肖特基二极管 2A,75V8. 初级峰值电流、有效值电流和平均电流AmA核算器件耐压：如果选择箝位稳压管击穿电压

15、为1.3nUo=1.31015.6= 202.8V,选择200V稳压管。于是 V700V根据峰值电流和承受的电压核对期间的应力或选择适当的器件。9. 变压器设计。参数：初级电感1.98mH,次级19.8H，输入直流电压94V373V；输出电流Io=0.5A，输出电压Uo=15V（功率0.75W）。选择磁芯材料3F3 预留气隙磁芯E13/7/4-3F3 气隙分别为0.005,0.015,0.050cm的AL分别为245,110,45nH。从最少匝数算起。 达到19.8H需要的匝数分别为 9,14,21匝根据预留气隙长度求磁通密度 6330,3282,1477Gs其中只有气隙为0.05cm（0.5

16、mm）的磁芯中B3000Gs。于是初级匝数 匝为减少漏感，初级分成1052组。电流密度选择5A/mm2,100kHz在100的集肤深度 cm初级线圈导线截面积 d=0.29mm单股导线次级线圈导线截面积 多股导线10. 选择输出滤波电容根据输出纹波和次级峰值电流得到 要求的电容ESR 根据经验公式得到要求的电容量 F 取21000F/25V4.临界连续自激式反激变换器在功率很小时，例如10W以下，为了节省成本，一般不用控制芯片，而采用自激模式。原理图4为自激临界模式控制示意图。接通电源后输入电压经Rs给S1提供基极电流, S1开始导通，在变压器初级N1感应电压,同时在上感应一个电压，此电压正反

17、馈促使S1完全饱和导通。输入电流线性增加。S1电流增加导致Re上压降增大,如果没有光耦负反馈，当Re压降大于S2的Ube时, S2开始导通，将反馈到S1基极的电流分流，当Ib1接近Ic1/时，电流增长减少，反馈线圈电压下降，基极电流进一步减少，S1退出饱和，初级感应电势反号，正反馈使得完全截止，次级二极管导通，次级线圈电压为输出电容电压箝位。反馈线圈使得S1的B-E结反偏。存储在磁芯中的能量提供电容充电和负载，次级电流线性下降。当次级电流下降到零时，即存储在磁芯中的能量消失，各线圈上感应电势消失，反馈线圈提供的反偏电压消失，S1又通过Rs从Ui取得基极电流,新的一个周期重新开始。如果加入反馈电

18、路，由R1和R2组成取样电路，与LM431基准比较，经光耦隔离，光耦输出提供S2的基极电流。当输出电压升高时，光耦输出电流增大，S2集电极电流增大，S1在较小的集电极电流下提前退出饱和。反之亦然，保证了输出电压的稳定。可见，电路工作在临界连续模式。Ui T D2 Dz Rs N1 N2 C Uo D1 N3 R1 GU S1 S2 Ve R2 Re 图4自激反激变换器原理电路基本关系临界连续是断续和连续的特例。根据断续能量传递关系得到输出功率式（27a）和(27b)，这里仍适用。即 或 额定输出电压(Uo)和负载（Io），截止时间为 （40）可见，输出电流不变时，截止时间也不变。输出电流减少时

19、，截止时间缩短。导通时间为 （41）由式（40）和（41）可见，输入电压降低时，导通时间加长，周期加长，频率降低，使得关断、导通时间都加长。因此以最低输入电压、最大功率输出时开关频率最低。一般输出电压为恒定值，截止时间变化小。但如果用于宽输入电压场合，导通时间变化大。一般设定最低输入电压时开关频率和最大占空度来决定电路参数。选择了频率和占空度以后，其它关系和断续相似。因为临界连续是断续和连续特例，同样存在 和 （42）例：输入电压为50Hz交流85V264V；输出为5.2V，输出电流为650mA。纹波小于80mV。1. 决定开关频率f=100kHz，输入电压为85VAC，直流为94V，占空度为

20、0.6(0.5)，即6s。2. 根据式（27a）得到 mH(2.45)3. 由式（决定变比 (16.2) 取24(16)4. 次级电感为 H（9.57）5. 核算最高输入电压时最小占空度、频率由式（42）得到（0.2）kHz（248kHz）5.双端反激变换器在输入电压很高时，例如三相整流输入时，整流后最高输入电压达600V以上。功率器件耐压超过1000V。小功率集成电路较难达到这样高的电压定额。通常采用双端电路。如图5所示。由于两个二极管导通箝位作用，两个晶体管仅承受最大输入电源电压。代价是需要两个晶体管S1、S2和两个箝位二极管D1,D2。 Ui S1 D1 T D3 N1 N2 C Uo

21、D2 S2 图5 反激变换器原理电路图中两个功率开关同时导通和截止。导通时与单端电路一样，输入电源加在初级电感上，点端为负，次级D3反偏，没有次级电流流通，因此初级作为电感运行，电流以斜率di1/dt=Ui/(L1+Ls)线性增长，电源向电感输入能量，其中L1初级磁化电感；Ls漏感。当晶体管S1、S2同时关断时，和单端反激变换器一样，所有初级和次级线圈端电压改变极性，点端为正，D3正偏导通，存储在磁场能量（L1i12/2）传输到负载。如果输出电容足够大，并经过了若干周期，输出电压为常数，则次级电流以斜率di2/dt=-Uo/L2下降，其中L2=L1/n2。在变压器中初级磁化伏秒必然等于次级去磁

22、伏秒。由于漏感Ls存在，存储在漏感中的能量要释放出来，迫使二极管D1,D2导通，将存储在漏感中能量返回电源。所以两个晶体管上承受的电压决不会大于电源电压。实际上，截止时初级激磁电感上电电压为次级反射电压n(Uo+UD3)，因互感和漏感串联，实际漏感上电压为Us=Ui-n(Uo+Ud3)。在关断瞬时，Ls保持初级电流不变，也流过初级线圈，D3也导通，当D1,D2导通以后，初级电流以di1/dt=（Uin(Uo-Ud3)）/Ls线性下降。从关断到初级电流下降到零之前(假定恢复时间比较可忽略不计)，为保持总安匝为常数，次级电流在此期间线性增长（i2=n(I1p-i1)）。如果选择匝比n很大，或漏感较

23、大，初级电流下降缓慢，即次级电流上升延迟较长，也就是说，导通时存储在磁场中的能量有一部分不是传输到负载，而是返回电源了。为了使存储的能量尽量多地传输到负载，应当选择较小的匝比，使初级电流迅速衰减到零。一般选择nUo=2Ui/3，则Us=Ui/3。如果Us太低，回复时间过长，占据了有效导通时间，减少林输出功率。因此，一般匝比选择 其余参数Ton,Lm,Ip计算参看单端反激电路。 2003/7/3完稿Philips气隙磁芯数据材料型号气隙(m)AL(nH)材料B(mT)10025kHz250A/m比损耗（100）3C80E13/7/405015050090025%2501104525kHz200mT100kHz100mT400kHz50mT3C85E13/7/405015050090025%250110453C803200.13C853200.060.073F3E13/7/405015050080025%245110453F33200.050.07