从《精通开关电源设计》整理出的反激变换器的设计步骤.docx

1、从精通开关电源设计整理出的反激变换器的设计步骤从精通开关电源设计整理出的“反激变换器的设计步骤” 齐纳管吸收漏感能量的反激变换器：0. 设计前需要确定的参数A 开关管Q的耐压值：VmqB 输入电压范围：Vinmin VinmaxC 输出电压VoD 电源额定输出功率：Po（或负载电流Io）E 电源效率：XF 电流/磁通密度纹波率：r（取0.5，见注释C）G 工作频率：fH 最大输出电压纹波：Vopp1. 齐纳管DZ的稳压值VzVz 2. 一次侧等效输出电压VorVor = Vz / 1.4（见注释A）3. 匝比n（Np/Ns）n = Vor / (Vo + Vd)，其中Vd是输出二极管D的正向压

2、降，一般取0.51V 。4. 最大占空比的理论值DmaxDmax = Vor / (Vor + Vinmin)，此值是转换器效率为100%时的理论值，用于粗略估计占空比是否合适，后面用更精确的算法计算。一般控制器的占空比限制Dlim的典型值为70%。-上面是先试着确定Vz，也可以先试着确定n，原则是 n = Vin / Vo，Vin可以取希望的工作输入电压，然后计算出Vor，Vz，Dmax等，总之这是计算的“起步”过程，根据后面计算考虑实际情况对n进行调整，反复计算，可以得到比较合理的选择。-5. 负载电流IoIo = Po / Vo，如果有多个二次绕组，可以用单一输出等效。6. 一次侧有效负

3、载电流IorIor = Io / n ，由Ior Np = Io Ns得来。7. 占空比DD = Iin / (Iin + Ior)，其中Iin = Pin / Vin，而Pin = Po / X。这里Vin取Vinmin。（见注释B）8. 二次电流斜坡中心值IlIl = Io / (1 - D)9. 一次电流斜坡中心值IlrIlr = Il / n10. 峰值开关电流IpkIpk = (1 + 0.5 r) Ilr11. 伏秒数EtEt = Vinmin D / f ，（Et = Von Ton = Vinmin D/f）12. 一次电感LpLp = Et / (Ilr r)13. 磁芯选择

4、（1）Ve = 0.7 (2 + r)2) / r) (Pin / f)，Ve单位cm3；f单位KHz，根据此式确定磁芯有效体积Ve，寻找符合此要求的磁芯。（见注释D）（2）最适合反激变压器的磁芯是“E Cores”和“U Cores”，“ETD、”ER、“RM这三种用于反激性能一般，而“Planar E”、“EFD、”EP、“P、”Ring型不适合反激变压器。（3）材质选锰锌铁氧体，PC40比较常用且经济。14. 一次匝数NpNp = (1 + 2/r) (Von D)/(2 Bpk Ae f)，其中Von = Vinmin - Vq， Vq是开关管Q的导通压降；Bpk不能超过0.3T，一般

5、反激变压器取0.3T；Ae是磁芯的有效截面积，从所选磁芯的参数中查的。（公式推导见注释E，说明见注释F）15. 二次匝数NsNs = Np / n，此值小数不可忽略时向上取整，如1.62T取2T，然后重新计算Np = Ns n 。16. 匝数调整后实际磁通密度变化范围验证Bpk = Bpk0 Np0 / Np，Bpk0、Np0是调整前的磁通密度峰值和一次匝数。（根据：Bpk与匝数成反比）dB = (2r/(r + 2) Bpk17. 气隙系数zz = (1 / Lp) (u u0 Ae / le) Np2，其中u是磁芯材料的相对磁导率，Ae、le分别是磁芯的有效截面积和有效长度，这些参数由磁芯

6、手册提供，u0是真空磁导率，值为4 PI 10(-7) 。（见注释G）18. 气隙长度lglg = le (z - 1) / u，其中u是磁芯材料的相对磁导率。（见注释G）19. 绕组导线的集肤深度hh = 66.1 (1 + 0.0042 (T - 20) / f0.5，所得单位为mm，其中T是工作温度，可取80，即最高环境温度40摄氏度时可以有40度的温升。20. 绕组导线的线径dd = 2h，若选用铜皮，则铜皮厚度同样按此计算，即 2h 。21. 绕组导线的电流承载能力ImIm = PI (d/2)2 J，其中J是电流密度，反激变压器一般取典型值 493 A/cm2（400 cmil/A

7、）。22. 一次绕组导线的股数MpMp = Ilr / Im23. 二次绕组导线的股数MsMs = Il / Im24. 确定变压器组装结构根据上面计算的变压器各项参数，合理安排绕组排列、绝缘安排等，绕组安排（从磁芯由近及远）可参考如下：（1）一般排列是，一次，二次，反馈。（2）二次，反馈，一次，这种排法有利于一次绕组对磁芯的绝缘安排。（3）一半一次，二次/反馈，一半一次，这种排法有利于减少漏感。25. 输出二极管的额定电流IdmIdm = 2 Io（见注释H）26. 输出二极管的额定电压VdmVdm = (1 + 20%) (Vo + Vinmax / n) （见注释I）27. 开关管的额定

8、电流IqmIqm = 2 Ilr (D (1 + r2/12)0.5 （见注释J）28. 开关管的额定耐压VqmVqm = (1 + 20%) (Vor + Vinmax) （见注释K）29. 输入电容值CinCin = Kcp Po / X，系数 Kcp 取经验值 3uF/W 。30. 输入电容额定电流纹波IcindIcind = Ilr (D (1 - D + r2/12)0.5 （见注释L）31. 输入电容的耐压VcinVcin = (1 + 30%) Vinmax ，30%为保留裕量。32. 输出电容值CoCo = Io D / (f Vopp) ，（见注释M）33. 输出电容额定电流

9、纹波IcodIcod = Io (D + r2/12) / (1 - D)0.5 （见注释N）34. 输出电容的耐压VcoVco = (1 + 30%) Vo ，30%为保留裕量。35. 反向二极管D1的耐压Vd1Vd1 = (1 + 20%) Vinmax ， 20%为保留的裕量。36. 反向二极管的电流Id1Id1 = 0.2 Ilr （见注释O）37. 漏感LlkLlk = Lp 0.05，根据经验取一次电感的5%，一般反激变压器为2%20%。38. 齐纳管功率PzPz = Llk Ipk2 (Vz / (Vz - Vor) f，此处为2倍计算的功率值以留足够裕量。（见注释A）-齐纳管损

10、耗可能会比较大，以致无法找到合适器件，所以需要对尖峰吸收电路进行更改，实际应用中一般较多采用RCD电路对漏感尖峰进行吸收，下面的计算针对此RCD电路。-RCD吸收漏感能量的反激变换器：39. RCD电路电容最大电压Vcmax （见注释P）Vcmax = Vor / D40. RCD电路电容值Crcd （见注释P）Crcd = Ipk2 Llk / (Vcmax2 (1 - e(2 ln(D) / (1 - D)41. RCD电路电阻值Rrcd （见注释P）Rrcd = (D - 1) / (C f ln(D)42. RCD电路电阻功率Pr （见注释P）Pr = Llk Ipk2 f， 此值为2

11、倍的电阻实际消耗功率，以留出足够裕量。-如果漏感损耗较大，或考虑进一步提高效率，齐纳管钳位和RCD吸收都无法满足要求，可以考虑LCD无损吸收网络，它可以把漏感能量重新返回输入电容，下面的计算针对此部分。-LCD无损吸收的反激变换器：43. 缓冲电容低压Vcr0 （见注释Q）Vcr0 = Vor （根据情况可选择略高于此值）44. 缓冲电容高压Vcr1 （见注释Q）Vcr1 = k Vcr0，k是系数，可根据情况选1.53，也可以更高，但需注意Q的耐压。45. 缓冲电容值Cr （见注释Q）Cr = Llk Ipk2 / (Vcr12 - Vcr02)46. 储能电感值Lr （见注释Q）Lr =

12、Lr = D2 / (Cr f2 (arccos(Vcr0 / Vcr1)2)47. 储能电感额定电流Ilrm （见注释Q）Ilrm = 1.5 (Cr / Lr)0.5 Vcr1 sin(D / (f (Lr Cr)0.5)，此值为最大电流值的1.5倍，考虑了留出裕量。至此电路中所有元件的主要参数计算完毕。注释A 齐纳管钳位损耗 Pz = 0.5 Llk Ipk2 (Vz / (Vz - Vor) f，其中Llk是所有漏感 - 不只是一次漏感Llkp，Ipk是一次电流的峰值。通过此式可看出若Vz接近Vor，则损耗巨大；若以Vz/Vor为变量画出钳位损耗的曲线，则所有情况下，Vz/Vor =

13、1.4 均为曲线上的明显下降点。B 1. 变压器中电流情况有 Iin / D = Ior / (1 - D)，由此得 D = Iin / (Iin + Ior)；2. 所有设计均在Vinmin下进行。C 设计离线变压器时，考虑降低损耗、减小体积等原因，通常将r设定为0.5左右。D 反激电源变压器一般绕线不成问题，即不大设计窗口面积使用问题，所以不必用AP法。E Von = Np Ae (dB/dt) - Von dt = Np Ae dB - Np = （Von dt) / (dB Ae) = (Von D/f) / (dB Ae) = (Von D) / (dB Ae f) = (Von D

14、) / (2r/(r + 2) Bpk Ae f) = (1 + 2/r) (Von D)/(2 Bpk Ae f)F Np计算完后应验证此值是否适合磁芯的窗口面积，及骨架、隔离带、安全胶带、二次绕组和套管等，通常在反激变压器中这些都不会有问题；如果需要减少Np，可以考虑增大r，减小D，或增大磁芯面积，但磁导率和气隙不会解决问题。G 电感与磁导率的相关方程：L = (1/z) (u u0 Ae / le) N2，其中气隙系数 z = (le + u lg) / le 。对于铁氧体材料的气隙变压器，z 取值10 20是较好的折中选择。H 反激（buck-boost）中二极管平均电流等于负载电流I

15、o，损耗是Pd = Io Vd，而二极管正向压降Vd随其额定电流上升而下降，故折中考虑，选取其额定电流为2 Io 。I Buck-boost 中二极管最大承压是 Vinmax + Vo，在反激中Vinmax折算到二次侧为 Vinmax / n，同时给额定值留出20%的裕量，所以最终选择二极管的额定耐压定位 Vdm = Vdm = (1 + 20%) (Vo + Vinmax / n) 。J 对所有拓扑，开关管有效值电流在Dmax处最大，且 Iqrms = Il_dmax (Dmax (1 + r_dmax2/12)0.5，开关管的损耗 Pq = Iqrms2 Rds，其中Rds是开关管的正向压

16、降，此压降随开关管的额定电流增大而减小，所以折中选择开关管的额定电流为 2 Iqrms 。K Buck-boost 中开关管最大承压是 Vinmax + Vo，在反激变换器中Vo折算到一次侧为 Vor，同时给额定值预留20%的裕量，所以最终选择开关管的耐压为 Vqm = (1 + 20%) (Vor + Vinmax)L Buck-boost 中输入电容最恶劣电流有效值发生在Dmax，其值为 Irms_cin = Il_dmax (Dmax (1 - Dmax + r_dmax2/12)0.5 ，一般选择电容时其额定纹波电流应等于或大于此值。M 根据如下：Co 实际上需要维持t_on时的电荷流

17、失，此电荷量为 dQ = Io t_on，而此时电容电压的变化是 dUco = dQ / Co = Vopp，由此得 Co = lo t_on / Vopp 。N Buck-boost 中输出电容最恶劣有效值发生在Dmax， 其值为 Irms_co = Io (Dmax + r_dmax2/12) / (1 - Dmax)0.5 ，一般选择电容是器额定纹波电流应等于或大于此值。O 考虑漏感电流不超过一次绕组电流的20%，仅为估计，无计算根据。P RCD电路的分析和计算如下：（1）工作过程：开关管截止后，漏感电流通过D对C迅速充电，然后C通过R放电，消耗漏感能量于R上。（2）充电过程时间很短，相

18、对整个周期可以忽略。（3）C不能太大，否则吸收能量过多，影响变压器能量传递，同时R成为变换器的死负载。（4）R不能太小，否则放电太快，C电压降到反射电压（Vor）时R开始消耗二次传过来的能量，所以R要使C的放电电压在开关导通时不小于反射电压。根据以上分析，计算推导如下：Vcmax Vor，把Vc线性化，可得 Vcmax / Vor = T / t_ON，T为开关周期，t_ON为开关导通时间，由此得Vcmax = Vor / D （式1）当开关导通时C上电压刚好等于反射电压有：Vcmax e(-(1 - D) T / (R C) = Vor，由 T = 1 / f 整理得R C = (D - 1

19、) / (f ln(D) （式2）Vc的最小值 Vcmin = Vcmax e(-T / (R C) （式3）此时漏感能量全部被RC电路吸收，有如下方程：0.5 Llk Ipk2 = 0.5 C (Vcmax2 - Vcmin2) （式4）整理式3和式4可以得到C = Ipk2 Llk / (Vcmax2 (1 - e(2 ln(D) / (1 - D)由上式和式2可以得R = (D - 1) / (C f ln(D)电阻R消耗的功率是 Pr = 0.5 Llk Ipk2 fQ LCD无损吸收网络的分析和计算：（1）开关管截止时，一方面变压器漏感和一次绕组通过D1对Cr充电，把漏感能量储存于C

20、r；另一方面，Lr的电流储能通过D1、D2反馈给电源输入电容C_IN 。（2）开关管导通时，Cr通过D2、Lr进行放电，把能量传递给Lr，能量由电容电压转换为电感的电流能量。（3）稳态下，设Cr开始充电（Q截止）时电压是Vcr0，充电结束时电压是Vcr1，则为了不吸收便压器正常工作的能量传递有 Vcr0 = Vor；考虑能量的传递过程则有 0.5 Llk Ipk2 = 0.5 Cr (Vcr12 - Vcr02)，令 k = Vcr1 / Vcr0，同时设Vcr0 = Vor，整理得 Cr = Llk Ipk2 / (Vor (k2 - 1) 。（4）稳态下，Cr的放电过程（Q导通）也就是Cr

21、、Lr的谐振过程，所以Cr的电压方程是 uc = Vcr1 cos(wt)，Lr的电流方程是 il = (Cr / Lr)0.5 Vcr1 sin(wt)，其中角频率 w = 1 / (Lr Cr)0.5 。此处我们需要在导通时间结束时Cr上的电压降至Vcr0，由此得 Vcr1 cos(w (D / f) = Vcr0，且 w (D / f) （5）Q截止状态下Cr充电的时间和Q导通状态下Lr的续流放电时间很短，因此在分析过程中忽略。参考：“精通开关电源设计”(Switching Power Supplies A to Z)，by Sanjaya Maniktala / 王志强转载自新浪博客jerry的博客