高频变压器设计原理.docx
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高频变压器设计原理
摘要：
阐述了高频开关电源热设计的一般原则，着重分析了开关电源散热器的热结构设计。
关键词：
高频开关电源；热设计；散热器
1 引言
电子产品对工作温度一般均有严格的要求。
电源设备部过高的温升将会导致对温度敏感的半导体器件、电解电容等元器件的失效。
当温度超过一定值时，失效率呈指数规律增加。
有统计资料表明，电子元器件温度每升高2℃，可靠性下降10％；温升50℃时的寿命只有温升为25℃时的1/6。
所以电子设备均会遇到控制整个机箱及部元器件温升的要求，这就是电子设备的热设计。
而高频开关电源这一类拥有大功率发热器件的设备，温度更是影响其可靠性的最重要的因素，为此对整体的热设计有严格要求。
完整的热设计包括两方面：
如何控制热源的发热量；如何将热源产生的热量散出去。
最终目的是如何将达到热平衡后的电子设备温度控制在允许围以。
2 发热控制设计
开关电源中主要的发热元器件为半导体开关管（如MOSFET、IGBT、GTR、SCR等），大功率二极管（如超快恢复二极管、肖特基二极管等），高频变压器、滤波电感等磁性元件以及假负载等。
针对每一种发热元器件均有不同的控制发热量的方法。
2.1 减少功率开关的发热量
开关管是高频开关电源中发热量较大的器件之一，减少它的发热量，不仅可以提高开关管自身的可靠性，而且也可以降低整机温度，提高整机效率和平均无故障时间（MTBF）。
开关管在正常工作时，呈开通、关断两种状态，所产生的损耗可细分成两种临界状态产生的损耗和导通状态产生的损耗。
其中导通状态的损耗由开关管本身的通态电阻决定。
可以通过选择低通态电阻的开关管来减少这种损耗。
MOSFET的通态电阻较IGBT的大，但它的工作频率高，因此仍是开关电源设计的首选器件。
现在IR公司新推出的IRL3713系列HEXFET（六角形场效应晶体管）功率MOSFET已将通态电阻做到3mΩ，从而使这些器件具有更低的传导损失、栅电荷和开关损耗。
美国APT公司也有类似的产品。
开通和关断两种临界状态的损耗也可通过选择开关速度更快、恢复时间更短的器件来减少。
但更为重要的则是通过设计更优的控制方式和缓冲技术来减少损耗，这种方法在开关频率越高时越能体现出优势来。
如各种软开关技术，能让开关管在零电压、零电流状态下开通或关断，从而大大减少了这两种状态产生的损耗。
而一些生产厂家从成本上考虑仍采用硬开关技术，则可以通过各种类型的缓冲技术来减少开关管的损耗，提高其可靠性。
2.2 减少功率二极管的发热量
高频开关电源中，功率二极管的应用有多处，所选用的种类也不同。
对于将输入50Hz交流电整流成直流电的功率二极管以及缓冲电路中的快恢复二极管，一般情况下均不会有更优的控制技术来减少损耗，只能通过选择高品质的器件，如采用导通压降更低的肖特基二极管或关断速度更快且软恢复的超快恢复二极管，来减少损耗，降低发热量。
高频变压器二次侧的整流电路还可以采用同步整流方式，进一步减少整流压降损耗和发热量，但它们均会增加成本。
所以生产厂家如何掌握性能与成本之间的平衡，达到性价比最高是个很值得研究的问题。
2.3 减少高频变压器与滤波电感等磁性元件的发热
高频开关电源中不可缺少地应用了各种磁性元件，如滤波器中的扼流圈、储能滤波电感，隔离型的电源还有高频变压器。
它们在工作中会产生或多或少的铜损、铁损，这些损耗以发热的方式散发出来。
尤其是电感和变压器，线圈中所流的高频电流由于趋肤效应的影响，会使铜损成倍增加，这样电感、变压器所产生的损耗成为不可忽视的一部分。
因此在设计上要采用多股细漆包线并联缠绕，或采用宽而薄的铜片缠绕，以降低趋肤效应造成的影响。
磁芯一般选用高品质铁氧体材质，如日本生产的TDK磁性材料。
型号的选择上要留有一定的余量，防止出现磁饱和。
2.4 减少假负载的发热量
大功率开关电源为避免空载状态引起的电压升高，往往设有假负载——大功率电阻，带有源PFC单元的电源更是如此。
开关电源工作时，假负载要通过少量电流，不但会降低开关电源的效率，而且其发热量也是影响整机热稳定性的因素。
假负载在印制板（PCB）上的位置往往与输出滤波用的电解电容靠得很近，而电解电容对温度极为敏感。
因此很有必要降低假负载的发热量。
比较可行的办法是将假负载设计成阻抗可变方式。
通过对开关电源输出电流的检测来控制假负载阻抗的大小，当电源处于正常负载时，假负载退出消耗电流状态；空载时，假负载消耗电流最大。
这样既不会影响电源空载时的稳定性，也不会降低电源的效率和产生大量不必要的热量。
3 散热设计
3.1 散热的基本方式及其计算方法
散热有三种基本方式：
热传导、对流换热和热辐射。
1）热传导 靠物体直接接触或物体部各部分之间发生的传热即是热传导。
其机理是不同温度的物体或物体不同温度的各部分之间、分子动能的相互传递。
热传导与电流的概念非常类似，热量总是从温度高的地方传导到温度低的地方，热传导过程中有热阻存在如同电流流动过程中有电阻一样。
其热流量Φ=
[W]，式中Rt为热阻，τ为温度差。
而热阻Rt=
[K/W]，式中δ为导体厚度，λ为热导率，A为导体截面积。
这样，在开关电源设计中，可以由发热源的耗散功率，求出温升τ=ΦRt。
由于实际应用中，热流量从热源出发到达散热器往往要经过几种不同材料的热导体，即存在不同热阻的串联，在计算时，总热阻为多个热阻的和。
2）对流换热 热量通过热传导的方式传给与它紧靠在一起的流体层，这层流体受热后，体积膨胀，密度变小，向上流动，周围的密度大的流体流过来填充，填充过来的流体吸热膨胀向上流动，如此循环，不断从发热元器件表面带走热量，这一过程称为对流换热。
对流换热的计算一般采用牛顿所提出的公式：
Φ=αA（θ1－θ2）[W]，其中A为与流体接触的壁面面积[m2]，α为对流换热系数，θ1为壁面温度[K]，θ2为流体平均温度[K]。
由此可见，热流量Φ与对流换热系数α，截面积A及固体表面与流体的温度差（θ1－θ2）的乘积成正比。
对流换热是一种复杂的热传递过程，它不仅决定于热的过程，而且决定于气体的动力学过程。
简单地说，影响对流换热的因素有两个方面：
（1）流体的物理性质，如密度、粘度、膨胀系数、热导率、比热等；
（2）流体的流动情况，是自然对流还是强迫对流，是层流还是紊流。
因为层流时，热传递主要依靠互不相干的流层之间导热；而紊流时，则在紧贴壁面的层流底层之外，流体产生漩涡加强了热传递作用。
一般而言，在其它条件相同情况下，紊流的换热系数比层流的换热系数大好几倍，甚至更多。
3）热辐射 由于温差引起的电磁波传播称为热辐射。
它的过程比热传导和对流换热复杂得多。
它是将物体的一部分热能转换成电磁波的能量，通过能传递电磁波的介质如空气、真空等，向四周传播出去，当遇到其它物体时，则一部分被吸收再转化为热能，剩下的则被反射回来。
各种物体所散发出来的红外线，即是热辐射的一种。
在真空或空气中，物体辐射出去的辐射能力Φ，决定于物体的性质、表面状况（如颜色、粗糙度等）、表面积大小及表面温度等。
Φ=εσbA（T14－T24）其中σb为波尔兹曼常数，值为5.67×10－8，A为辐射表面积[m2]，T为两物体表面的绝对温度[K],ε为表面黑度。
物体表面颜色越深，越粗糙，辐射能力越强。
3.2 开关电源中各发热源的主要散热方式
开关电源中各发热源，如整流桥、功率开关管、快恢复二极管、磁性元件以及作为假负载的大功率电阻等，这些元器件所产生的热量必须设法散发出去，一般热设计所采用的散热方式主要是传导换热和对流换热。
即所有发热元器件均先固定在散热器上，热量通过热传导方式传递给散热器，散热器上的热量再通过对流换热的方式由空气带出机箱。
实际的散热情况为三种传热方式的综合，可以用牛顿公式来统一表达：
Φ=KSτ，其中S为散热表面积，K为表面散热系数。
表面散热系数通常由试验确定，在一般的工程流体力学中有数据可查。
它把传热的三种形式全部统一起来了。
通过Φ=KSτ，我们可以在计算出耗散功率以后，根据允许温升τ来确定散热表面积S，并由此而确定所要选用的散热器。
这种计算对于提高开关电源的可靠性、功率密度、性价比等都有着重要意义。
在相当多的情况下，生产厂家为了降低电源模块的成本，往往采用通用型的散热器，这些散热器的设计并不一定非常合适。
对于特定的要求高可靠性的通信用高频开关电源来说，有针对性地设计专门的散热器就显得很重要。
例如新西兰的一种用于通信电源系统的整流模块IntergyR2948（48V/60A）单模块输出功率2900W，它所采用的风冷散热为前进风，斜上出风方式，其散热器为专门设计。
它最突出的特点是散热器上的散热片均呈一定的斜角，可将流过的空气导向斜上方，这种流向符合热空气由下往上流动的物理特性，这样在相同散热功率下，可以降低对空气流速的要求。
同时，散热片为铸铝磨砂外型，表面粗糙度大，这种外形在底流速的空气中，更容易使层流转变成紊流，进而提高换热系数。
综合这两种特性，可以大大提高散热器的散热效率，从而在相同功率输出和其它外界条件下，降低了对风扇转速的要求，如果再采取风扇随功率输出大小的无级调速，便可提高风扇的寿命。
而对整流模块来说，风扇的MTBF是所有元器件中最低的，一直都是制约整流模块提高MTBF的瓶颈，所以采取各种措施提高散热效率来延长风扇寿命就具有非常积极的意义。
原华为电气公司，现在的艾默生网络能源公司的部分产品也有类似设计，说明这种设计方法正被越来越多的电源厂家采用。
由于这种散热器需要定做，根据用户要求加工模具，故成本高一些，但对提高电源的可靠性还是相当有益的。
3变压器主要参数的计算
3.1变压器的计算功率
半桥式变换器的输出电路为桥式整流时，其开关电源变压器的计算功率为：
Pt=UoIo（1＋1/η）
（1）
将Uo=2100V,Io=0.08A,η=80％代入式
（1），可得Pt=378W。
3.2变压器的设计输出能力
变压器的设计输出能力为：
Ap=（Pt·104/4BmfKWKJ）1.16
（2）
式中：
工作频率f为30kHz，工作磁感应强度Bm取0.6T，磁心的窗口占空系数KW取0.2，矩形磁心的电流密度（温升为50℃时）KJ取468。
经计算，变压器的设计输出能力AP=0.511cm4。
3.4绕组计算
初级匝数：
D取50％，Ton=D/f=0.5/（30×103）=16.67μs,
忽略开关管压降，Up1=Ui/2=150V。
N1=Up1Ton10－2/2BmAc=（150×16.67）10－2
/（2×0.6×1×1×0.7）=29.77匝
高频电源变压器磁芯的设计原理
摘要：
开关电源正向高频化发展，作为主变压器使用的软磁铁氧体磁芯，从材料性能、尺寸形状等均应作相应改进。
本文讨论了磁芯设计中应考虑的通过功率、性能因子、热阻系数等参数，并提出了降低材料高频损耗的微观设计方法。
1．引言
电子信息产业的迅速发展，对高频开关式电源不断提出新的要求。
据报导，全球开关电源市场规模已超过100亿美元。
通信、计算机和消费电子是开关电源的三大主力市场。
庞大的开关电源市场主要由AC/DC和DC/DC开关电源两部分组成。
据预测，AC/DC开关电源全球销售收入将从1999年的91亿美元增加到2004年的122亿美元，年平均增长率为5.9%。
低功率的AC/DC（0～300W）将面向增长平衡的消费电子和计算机市场；大功率的AC/DC电源（750～1500W）将面向增长强劲的电信市场。
DC/DC电源约占整个开关电源市场的30%，但计算机与通信技术的快速融合，带动了DC/DC模块式电源的迅速增长，预计今后几年，DC/DC电源模块增长速度将超过AC/DC电源，如有人估计，中国今后五年，DC/DC电源模块市场年增长将达15%，增长主要是在电信部门。
开关式电源技术发展趋势是高密度、高效率、低噪声，以及表面贴装化。
无论是AC/DC或DC/DC电源，除了功率晶体管外，由软磁铁氧体磁芯制成的主变压器、扼流圈及其它电感器（如抗噪声滤波器）是极重要的元件，其磁性能和尺寸直接关系到电源的转换效率和功率密度等。
在变压器设计中，主要包括绕组设计和磁芯设计。
本文拟重点讨论涉及主要变压器磁芯设计中应考虑的通过功率、性能因子、热阻等参数，并对降低磁芯总损耗提出了材料微观设计应考虑的方法。
2．电源变压器磁芯性能要求及材料分类
为了满足开关电源提高效率和减小尺寸重量的要求，需要一种高磁通密度和高频低损耗的变压器磁芯。
虽然有高性能的非晶态软磁合金竞争，但从性能价格比考虑，软磁铁氧体材料仍是最佳的选择；特别在100kHz到1MHz的高频领域，新的低损耗的高频功率铁氧体材料，更有其独特的优势。
为了最大程度地利用磁芯，对于较大功率运行条件下的软磁铁氧体材料，在高温工作围（如80～100℃），应是有以下最主要的磁特性：
（1）高的饱和磁通密度或高的原振幅磁导率。
这样变压器磁芯在规定频率下允许有一个大的磁通偏移，其结果可减少匝数；这也有利于铁氧体的高频应用，因为截止频率正比于饱和磁化。
（2）在工作频率围有低的磁芯总损耗。
在给定温升条件下，低的磁芯损耗将允许有高的通过功率。
附带的要求则还有高的居里点，高的电阻率，良好的机械强度等。
新发布的“软磁铁氧体材料分类”行业标准（等同IEC1332-1995），将高磁通密度应用的功率铁氧体材料分为五类，见表1。
每类铁氧体材料除了对振幅磁导率和功率损耗提出要求外，还提出了“性能因子”参数（该参数将在下面进一步叙述）。
从PW1～PW5类别，其适用工作频率是逐步提高的，如PW1材料，适用频率为15～100kHz，主要应用于回扫变压器磁芯；PW2材料，适用频率为25～200kHz，主要应用于开关电源变压器磁芯；PW3材料，适用频率为100～300kHz；PW4材料适用频率为300kHz～1MHz；PW5材料适用频率为1～3MHz。
现在国已能生产相当于PW1～PW3材料，PW4材料只能小量试生产，PW5材料尚有待开发。
3．变压器可传输功率
众所周知，变压器的可传输出功率正比于工作频率f，最大可允许磁通Bmax，（或可允许磁能偏移ΔB）和磁路截面积Ae，并表示为：
Pth=CfBmaxAeWd
（1）
式中，C棗与开关电源电路工作型式有关的系数（如推挽式C=1；正向变换器C=0.71；反向变换器C=0.61）Wd棗绕组设计参数（包含电流密度S，占空因子fcu，绕组截面积AN等）。
表1功率铁氧体材料分类
类别
fmax1）
kHz
f
kHz
B2）
mT
μa3）
性能因子
（B×f）
mT×kHz
功耗损耗4）
kW/m3
μi5）
PW1a
PW1b
100
15
300
>2500
4500
（300×15）
≤300
≤200
2000
PW2a
PW2b
200
20
200
>2500
5000
（200×25）
≤300
≤150
2000
PW3a
PW3b
300
100
100
>3000
10000
（100×100）
≤300
≤150
2000
PW4a
PW4b
1000
300
50
>2000
1500
（50×300）
≤300
≤150
1500
PW5a
PW5b
3000
1000
25
>1000
2500
（25×1000）
≤300
≤150
800
注：
1）fmax是该类材料适用的最高频率。
2）B是该类材料适用的磁通密度。
3）μa100℃的振幅磁导率，B和f见表1。
4）功率损耗在100℃测量，B和f见表1。
5）是25℃初始磁导率。
这里，我们重点讨论（fBmaxAe）参数（暂不讨论绕组设计参数Wd）。
增大磁芯尺寸（增大Ae）可提高变压器通过功率，但当前开关电源的目标是在给定通过功率下要减小尺寸和重量。
假定固定温升，对一个给定尺寸的磁芯，通过功率近似正比于频率。
图1示出变压器可传输功率Pth与频率f的关系。
提高开关频率除了要应用快速晶体管以外，还受其它电路影响所限制，如电压和电流的快速改变，在开关电路中产生扩大的谐波谱线，造成无线电频率干扰，电源的辐射。
对变压器磁芯来说，提高工作频率则要求改进高频磁芯损耗。
图1中N67材料（西门子公司）比N27材料有更低的磁芯损耗，允许更大的磁通密度偏移ΔB，因而变压器可传输更大的功率。
磁芯总损耗PL与工作频率f及工作磁通B的关系由下式表示：
PL=KfmBnVe（W）
（2）
这里，n是steinmetz指数，对功率铁氧体来说，典型值是2.5。
指数m=1～1.3，当磁损耗单纯地由磁滞损耗引起时，m=1;当f=10～100kHz时，m=1.3,当f>100kHz时，m将随频率增高而增长，见图2，这个额外损耗是由于涡流损耗或剩余损耗引起的。
很明显，对于高频运行的铁氧体材料，要努力减小m值。
4．工作磁通密度
变压器工作磁通密度（可允许磁通密度偏移）受两方面限制：
首先要受磁芯损耗引起的可允许温升ΔθFe的限制；另一方面，也受铁氧体材料饱和磁通密度值的限制。
对单端正向型变换器，工作磁通密度ΔB=Bm-Br；对推挽式变换器，工作磁通密度ΔB=2Bm。
根据公式
（2），当工作磁通密度提高时，磁芯损耗将以2.5次方比例上升，从而造成变压器温升，因此设计的工作磁通密度首先受磁芯温升值限制，其关系式为：
ΔB=CB
（3）
这里，常数CB与指数n是与磁芯材料有关的系数；Ve为有效体积；Rth为热阻。
当计算出的磁通密度值较高时，ΔB还受磁芯材料可允许磁通密度偏移ΔBadm（此值与材料高温下Bs值相对应）所限制。
在这里，必须注意对不等截面磁芯（如E型磁芯），在最小横截面Amin处有较高的磁通密度。
为避免磁芯饱和，还必须按下式计算：
ΔB=ΔBadm·
（4）
由等式（3）（4）所得到的最小磁感应偏移值，即为可允许的变压器工作磁通密度值。
5．材料性能因子
铁氧体磁芯制成的变压器，其通过功率直接正比于工作频率f和最大可允许磁通密度Bmax的乘积（见公式1）。
很明显，对传输相同功率来说，高的（fBmax）乘积允许小的磁芯体积；反之，相同磁芯尺寸的变压器，采用高（fBmax）乘积的铁氧体材料，可传输更大的功率。
我们将此乘积称为“性能因子”，这是与铁氧体材料有关的参数，良好的高频功率铁氧体显示出高的（fBmax）值。
图3示出德国西门子公司几种铁氧体材料性能因子（PF）与频率关系，功率损耗密度定为300mW/cm3（100℃），可用来度量可能的通过功率。
可以看到，经改进过的H49i材料在900kHz时达到最大的（fBmax）乘积为37000H2T，比原来生产的H49材料有更高的值，而N59材料则可使用到f=1MHz以上频率。
改进“性能因子”可从降低材料高频损耗着手，已发现性能因子最大值的频率与材料晶粒尺寸d、交流电阻率ρ有关，考虑到涡流损耗与d2/ρ之间的关系，两者结果是相一致的，见图4。
6．热阻
为了得到最佳的功率传输，变压器温升通常分割为二个相等的部分：
磁芯损耗引起的温升ΔθFe和铜损引起的温升ΔθCu。
关于磁芯总损耗与温升的关系如图5所示。
对相同尺寸的磁芯（RM14磁芯），采用不同的铁氧体材料（热阻系数不同），其温升值是不同的，其中N67材料有比其它材料更低的热阻。
于是，磁芯温升与磁芯总损耗的关系可用下式表示：
ΔθFe=Rth·RFe（5）
式中，Rth即为热阻，定义为每瓦特总消散时规定热点处的温升（k/W）。
铁氧体材料的热传导系数，磁芯尺寸及开关对热阻有影响，并可用下述经验公式来表示：
Rth=
）（6）
式中，S：
磁芯表面积；d:
磁芯尺寸；α：
表面热传导系数；λ：
磁芯部热传导系数。
由上式可见，对电源变压器用的铁氧体材料，必须具有低的功率损耗和高的热传导系数。
实际测量表明，图5所示的N67材料显示高的热导性。
从微观结构考虑，高的烧结密度，均匀的晶粒结构，以及晶界里有足够的Ca浓度，将是有高的热导性。
从磁芯尺寸形状考虑，较大磁芯尺寸给出低的热阻，其中ETD磁芯具有优良的热阻特性，见图6；另外无中心孔的RM磁芯（RM14A）显示出比有中心孔磁芯（RM14B）更低的热阻。
对高频电源变压器磁芯，磁芯设计时应尽量增加暴露表面，如扩大背部和外翼，或制成宽而薄的形状（如低矮形RM磁芯，PQ型磁芯等），，均可降低热阻提高通过功率。
7．磁芯总损耗
软磁铁氧体磁芯总损耗通常细分为三种类型：
磁滞损耗Ph、涡流损耗Pe和剩余损耗Pr。
每种损耗贡献的频率围是不同的，磁滞损耗正比于直流磁滞回线的面积，并与频率成线性关系，即
Ph=f∮BdH（7）
这里，∮BdH等于最大磁通B下测得的直流磁滞回线的等值能。
对于工作在频率100khz以下的功率铁氧体磁芯，降低磁滞损耗是最重要的。
为获得低损耗，要选择铁氧体成分具有最小矫顽力Hc和最小各向异性常数K，理想情况是各向异性补偿点（即K≈0）位于变压器工作温度（约80～100℃）。
另外，此成分应有低的磁致伸缩常数λ，工艺上要避免外应力和夹杂物。
采用大而均匀晶粒是有利的，因为Hc∞D-1（D是晶粒尺寸）。
关于涡流损耗Pe可用下式表示：
Pe=Cef2B2/ρ（8）
这里，Ce是尺寸常数，ρ是在测量频率f时的电阻率。
随着开关电源小型化和工作频率的提高，由于Pe∞f2，因而降低涡流损耗对高频电源变压器更为重要。
随着频率提高，涡流损耗在总损耗中所占比例逐步增大，当工作频率达200～500kHz时，涡流损耗常常已占支配地位。
从图7所示R2KB1材料磁芯总损耗（包括磁滞和涡流损耗）与频率关系实测曲线，可得到证明。
减小涡流损耗主要是提高多晶铁氧体的电阻率。
从材料微观结构考虑，应用均匀的小晶粒，以及同电阻的晶界和晶粒；因为小晶粒具有最大晶界表面而增大电阻率，而附加CaO+SiO2，或者Nb2O5、ZrO2和Ta2O5匀对增高电阻率有益。
最近发现，当电源变压器磁芯工作达MHz频段时，剩余损耗已占支配地位，采用细晶粒铁氧体已成功地缩小了此损耗的贡献。
对MnZn铁氧体来说，在MHz频率出现铁磁谐振，形成了铁氧体的损耗。
最近有人提出，当铁氧体的磁导率μi随晶粒尺寸减小而降低时，Snoek定律仍是有效的，也就是说，细晶粒材料显示出高的谐振频率，因此可用于更高频率。
另外，对晶粒尺寸减小到纳米级的铁氧体材料研究表明，在此频段还应考虑晶粒畴壁损耗。
图1ETD磁性可传输功率Pth与频率关系
（Siemens）-N67......N27
图2磁损与频率关系
图3材料性能因子与频率关系（Siemens）
（100°C,功耗300mW/cm3）
图4性能因子最大值频率与d2/ρ之间关系
热平衡时总损耗PL（W）
图5不同铁氧体材料的RM14磁芯温升与功率损耗关系（Siemens）（环境温度23°C）
图6不同磁芯形状、尺寸、重量
与变压器热阻关系
小功率充电器的设计
摘要：
介绍一种用于手机和电动自行车的自动充电器电路。
它省去了复杂的IC电路及其外围电路，同样可以完成对蓄电池进行自动充电的功能。
关键词：
蓄电池；自动充
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