10
Cl
HH
luF
IC=0V
%
IN
OUT
咅毎
\LOinVpk;
IlkHz：
ODeq
VI
1,055V
-、仿真结果
（1）计算电路的上限频率
fH和增益带宽积GBW；
fT
1
2re（CbeCbc）
re
159.1
2fT（CbeCbc）
英时较丈屯却
ACAnalyait
ac总一&曹
LtLB4>EEZZ&SJ協D
苹汕阿匸2ft.E4k
ZEDk54GL4SEDLTEN45NWQIIZEINTDQOMW!
QM1.DQ2BGIflW
伽I裤何[HZJ
当VBB1.1355V时，lCQ1mA。
A020.3942dB10.464,fH
12.3759MHz,fL15.9Hz
GBWA0（fHfL）129.5MHz
（2）将Rbb，改为200Q，其他参数不变;
LO2S4C8.JZaH£4023CH閒口19iC4k2&DtBE4€0Dk1HMIDEMJBUM]IOUQUISOMl.DG2BGHItK3
Ft^qiHheyjHzl
共射刃丈电站
当Vbb1.1365V时，Icq1mA。
A020.3387dB10.398,fH9.7209MHz,fL16.0Hz
GBWA0（fHfL）101.08MHz.
（3）将RS改为1KQ，其他参数不变；
英肘衆丸屯孔ACAnalysis
i.ilb4EEL2*a-aaazmnew口2A.百血zedk&4宦attom电副menseentdccm«!
dmidejbgiqbg
frwjusdqf（H£；i
当Vbb1.1355V时，lCQ1mA。
A019.7174dB9.680,fH4.6951MHz,fL14.9Hz
GBWAo（和h）45.45MHz
（4）将Cjco改为9pF,其他参数不变；
荚射盛尢电路
ACAjiAlyirS
如,
W2J4SiELZ2BDB4.D23DH2ScBUl2SDkHOk4€SDk1JN45M2EW131OH4£COW1DBH3Kj
当Vbb1.1355V时，Icq1mA。
A020.3936dB10.464,fH3.4251MHz,fL16.0Hz
GBWA0（fHfL）35.84MHz
（5）将fT从400MHz改为800MHz其他参数不变；
fT
1
2re（CbeCbc）
re
1
79.6
2fT（CbeCbc）
英时衆大屯孔ACAmalyaif
...…"…=_L......i..A…：
:
.:
F
L.j.j.;:
.j..□..i斗-
*
dr
l.fZB4£BJ1aUH-D2S1D仙口23lG4HZBEkB4d4S1OkTEN1DUI3IN*00011HIOHIDSJBGWI-DQ
FnKhierlClr[H曲
当Vbb1.055V时，Icq1mA。
A025.1799dB18.155,fH8.6150MHz,fL22.5Hz
GBWA0（fHfL）156.4MHz
、结果分析
根据上述结果可知RbB'、Rs、Cjc0、fT对高频特性的影响如下：
RbB':
由于基极体电阻会消耗能量，产生负反馈，而且高频时将对fH有所影响，所
以Rbb'增大引起GBW降低；
Rs:
由于电源内阻会消耗能量，而且在高频时Rs的电容效应显现出来，导致损耗
加大，所以RS增大引起GBW降低；
Cjco:
由于B-C结零偏置耗尽电容跨接在输入、输出之间，构成放大器内部反馈
通路，在高频时引起强烈的负反馈，晶体管的频率特性大受影响，所以Cjco增大引起
GBW降低；
fT:
特征频率fT高于截止频率，约等于fT的0倍；表示双极型晶体管在共发射
极运用时能得到电流增益的最高频率极限，所以截止频率的上升能增大GBW。
所以，为了使三极管得到好的频率特性，尽量减小RBB'、Rs、CjC0，增大fT。
CAD实验三
3-22．考虑一个被噪声污染的信号，很难看出它所包含的频率分量。
应用Matlab中的傅立
叶变换可以在噪声中发现淹没在其中的信号。
Y=fft（X,n）即是采用n点的FFT变换。
举例：
一个由50MHz和120MHz正弦信号构成的信号，受零均值随机噪声的干扰，数据
采样率为1000Hz.现可通过fft函数来分析其信号频率成份。
一、程序:
>>t=0:
0.001:
0.6;
>>X=sin（2*pi*50*t）+sin（2*pi*120*t）;
>>y=X+1.5*randn（1,length（t））;
>>Y=fft（y,512）;
>>P=Y.*conj（Y）/512;
>>f=1000*（0:
255）/512;
>>plot（f,P（1:
256））
二、信号功率密度谱
三、分析小结
由功率谱密度可以看出，谱线最大的两条对应输入的50Hz和120Hz,并受随机噪声的干扰。
与题意相符。
CAD实验四
4-35.利用Matlab程序和尖顶余弦脉冲的分解公式：
o（）
i（）
n（）
sincos
（1cos）
sincos
（1cos）
2（sinncosncosnsin）
2
n（n1）（1cos）
画出尖顶余弦脉冲分解系数图。
一、Matlab程序:
t=0:
0.001:
1;
rad=t*pi;n=6;
A=zeros（6,1001）;
A（1,:
）=（sin（rad）-rad.*cos（rad））/pi./（1-cos（rad））;
A（2,:
）=（rad-sin（rad）.*cos（rad））/pi./（1-cos（rad））;
fori=3:
n
A（i,:
）=2*（sin（i*rad）.*cos（rad）-i*cos（i*rad）.*sin（rad））/i/pi/（i*i-1）./（1-cos（rad））;
end;
t=t*180;
plot（t,A（1,:
）,'r'）;holdon;
plot（t,A（2,:
）,'b'）;holdon;
plot（t,A（3,:
）,'g'）;holdon;
plot（t,A（4,:
）,'m'）;holdon;
plot（t,A（5,:
）,'k'）;holdon;
gridon;
xlabel（'0°'）;
ylabel（'an'）;
title（'余弦脉冲的谐波分解系数'）;
二、余弦脉冲的谐波分解系数图
HNgurel「=尊
o（）
i（）
n（）
CAD实验五
4-35.利用Matlab程序和尖顶余弦脉冲的分解公式：
sincos
（1cos）sincos
（1cos）
2（sinncosncosnsin）n（n21）（1cos）
画出尖顶余弦脉冲分解系数图。
一、Matlab程序:
t=0:
0.001:
1;
rad=t*pi;
n=6;
A=zeros（6,1001）;
A（1,:
）=（sin（rad）-rad.*cos（rad））/pi./（1-cos（rad））;
A（2,:
）=（rad-sin（rad）.*cos（rad））/pi./（1-cos（rad））;
fori=3:
n
A（i,:
）=2*（sin（i*rad）.*cos（rad）-i*cos（i*rad）.*sin（rad））/i/pi/（i*i-1）./（1-cos（rad））;
end;
t=t*180;
plot（t,A（1,:
）,'r'）;holdon;
plot（t,A（2,:
）,'b'）;holdon;
plot（t,A（3,:
）,'g'）;holdon;
plot（t,A（4,:
）,'m'）;holdon;
plot（t,A（5,:
）,'k'）;holdon;
gridon;
xlabel（'0°'）;
ylabel（'an'）;
title（'余弦脉冲的谐波分解系数'）;
二、余弦脉冲的谐波分解系数图
HFigure1=
CAD实验六
5-20•题图所示是实验电路：
电容串联改进型三点式振荡电路（克拉泼电路）
的电路图，其
中GC3,C2C3,C3是可变电容。
振荡频率主要由LC3决定，
f02.LC3。
由于电路中串入了比Ci小很多的电容C3，故晶体管集电极与振荡回路的耦合比电容三点式反馈电路要弱很多。
用Pspice程序分析不同静态工作电流、不同反馈系数对振荡器特性的影响。
设晶体管参数为：
Is1015A,F120,RBB'5,CjC01pF,CjE。
3pF,
Fins（fT160MHz）,Va100V。
（1）调节电阻Rb1，使Icq2mA；
（2）调节C3，计算振荡频率的变化范围fomin~fomax，并确定f°=6.5MHz时C3的取值;
①C1
100pF,C2
1500pF；
②C1
110pF,C2
1000pF；
③C1
120pF,C2
680pF；
④C1
680pF,C2
120pF。
（3）Ci和C2取如下不同值（反馈系数
Ci
C2
研究它们对起振点的影响;
（4）改变电路静态工作电流，例如取
0.5mA,1mA3mA5mA时研究它对振荡频率f0和振
荡幅度的影响；
（5）改变负载电阻Rl，例如取33kW10kW4.7kW，研究它对振荡频率f0和振荡幅度的
影响。
VCC
VCC
XFC1
30k：
Key=A
XHM1
C2
BJTNPN
C2
zt10OpF
RTUAL-'^
Z±lOOpF
RTUAL*
IC-OV
13uHIC-OA
13uH
IC-OA
RJ11Qk{,
IIQk：
ICMJV
10nFIC=OV
WnF
Rb2
3一跑,
3-9kk
C3
C3
IC=OV
IC=OV
.ZieopF
Z_Key=B
a
C1
（2）Ci和C2取如下不同值（反馈系数F
Ci
C2
研究它们对起振点的影响;
RL=110KQ,C3=84.8pF（53%of160pF）
C1（pF）
C2（pF）
FC1
C1C2
ICc（mA）
起振点
Vop-p（V）
Rb1max=50K
100「
1500
0.063:
0.554
0.683
23%:
110
1000
0.099
0.367
0.363
29%
120
680
0.150:
0.250
0.267
34%:
680
120
0.850
0.390
0.029
28%
注：
①为防止震荡稳定对静态工作点的影响，静态工作点均用DCSweep测得。
实验中可知，震荡稳定后的Icq要比起振时的Icq低。
②为了快速确定起振点，测试时先使之震荡，不断减小Ve,直到某点不再震荡。
（3）改变电路静态工作电流，例如取0.5mA,1mA3mA5mA时研究它对振荡频率f0和振
荡幅度的影响；
C1=120pF,C2=680pF,RL=110KQ,C3=84.8pF（53%of160pF）
IcqmA）
0.50
0.99
2.02
3.02
4.00
4.233
Rb1（Q）
12.2k
7.4k
3.15k
625
55
0:
fo（MHz）
「6.24
6.26
6.43
0
0
0
Vop-p（V）
1.50
3.35
3.53
0
0
0
随静态工作点增加，输出频率与幅度均变大，但当静态工作点过大，电路不起振。
（4）改变负载电阻Rl，例如取33kW10kW4.7kW，研究它对振荡频率f°和振荡幅度的
影响。
C1=120pF,C2=680pF,ICQ2.02mA,C3=84.8pF
RL（kQ）
110
33
10
4.7
fo（MHz）
6.47
r6.50
6.531
P6.77
Vop-p（V）
3.492
3.311
3.204
2.347
二、结果分析
1、环路的起振条件是AF>1,当输入输出电阻确定时，较大的反馈系数F可以保证有较小的A
和B就可以起振，从实验结果也可以看出，环路反馈系数F较大（前三组比较）时，起振点较
小，即容易起振；但F越大，使晶体管输入电阻反馈到输出端的等效电阻
R'
_Rl
F2
越小,
R
使总电阻R变小，而放大器放大倍数A随之下降，环路不易起振，且因A减小，起
Ri
振后的波形幅度也偏小。
所以反馈系数F只在一段范围适合振荡器工作，必须合理选择。
2、电路静态工作电流影响震荡输出频率和幅度。
因为由起振到进入稳态的过程中，放大电路的各个动态参数是由静态工作点决定的。
所以不同的静态工作点对应不同的输出状况。
3、改变负载电阻Rl，可以改变回路Q值，负载越大，回路Q值越高，越利于起振；大负载
也使放大器放大倍数更高，因此负载越大，稳定输出震荡波形幅度越大。
由相位频率特性可知，Q值的降低会使震荡频率有所提高。
CAD实验七
6-8•采用SPICE程序中非线性受控源构成的理想相乘器宏模型如题图所示，其中，v1和v2
为输入信号，V3为输出信号。
V3f（Vl,V2）为非线性受控源VCVS
（1）为实现题图所示的受控源，VCVS的参数应如何设定。
（2）用理想相乘器宏模型产生标准幅度调制和抑制载波幅度调制的波形，载波频率为
10KHZ,调制频率为1KHz,调幅度分别为0.3和1.0。
（3）实际相乘器的两个输入端都具有一定的频率特性，假定他们的频域传输函数相同且等
1
于H（j）氓，请在宏模型中增加相应的电路模拟该频率特性。
「
A1
]
3vpk
IOCHz
/LDeg
vpk
:
Deq
r
Al
vpk〜UkHz_JODeg
1V/V0V
XEP1
、实验仿真
1如图所示，把相乘器的放大增益设为1即可。
2
（1）标准幅度调制
Vccos（2104t）V,Vs[10.3cos（2103t）]V,m=0.3时波形:
Vccos（2104t）V,Vs[0.30.3cos（2103t）]V,m=1时波形:
（2）抑制载波调幅波形
Vccos（2104t）V,Vs0.3cos（2103t）V
3实际相乘器的两个输入端都具有一定的频率特性，假定他们的频域传输函数相同且等于
1
H（j），在宏模型中增加相应的电路模拟该频率特性，电路如下：
jRC
R1
-wv
8loooa
Vs
A3Vpk
IOCHz
QDeg
*-
ci
—Lpb
ic=ov
1V/V0V
XSC1
—
ClOOOQ
4Vpk
1kHz
ODeg
XBP1
OUT
4§
二、仿真小结
1由标准调幅（SAM）和抑制载波调幅（DSBAM输出图像可以看出，SAM和DSBAM勺区别就是在零点附近的波形，SAM没有反向，DSBAM在零点的波形反向了。
2、信号经R=1kQ,和C=1uF构成的低通滤波器再进入相乘器输入端,当输入端两个信号频率
较高时滤波器放大增益迅速见小，且输出波形起始时会有失真。
所以在混频器前端，应按输
入信号选用相应频带滤波器以防失真。
CAD实验八
CAD8畐度调制器电路的软件仿真
幅度调制是使高频信号的振幅正比于一个低频信号的瞬时值的过程，通常称高频信号为载波
信号，低频信号为调制信号，调幅器即为产生调幅信号的装置。
本实验采用集成模拟相乘器1496来构成调幅器，图（a）—为1496集成片的内部电路图，它
是一个四象限模拟相乘器的基本电路。
由差动放大器T5、T6、驱动双差放大器「〜T4组成,
T7、T8和T9为差动放大器T5
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