扩音机的设计.docx

扩音机的设计.docx

《扩音机的设计.docx》由会员分享，可在线阅读，更多相关《扩音机的设计.docx（14页珍藏版）》请在冰点文库上搜索。

扩音机的设计

模拟电子技术课程设计报告

实验报告名称：

扩音机的设计

学院、班级：

计算机学院通信08

小组成员：

金银梅（3080601030）

于莉丽（3080601002）

冯佳慧（3080601032）

刘安（3080601028）

戴兴（3080601016）

指导老师：

唐平

实验完成日期：

2010年1月14日

实验名称：

扩音机的设计

一、实验目的

（1）掌握音调控制、电子分频、功率放大电路的设计方法及其调试

（2）学习电路元件的选用

（3）掌握各元电路主要性能及指标调试方法

（4）学习运用Multisim软件进行仿真

二、设计任务和要求

设计一个具有输入级、音调控制、功率放大的扩音机电路输出功率为8W，负载阻抗为8Ω，-3dB，通频带为80HZ~6000HZ，在100HZ和10KHZ处有+/-12dB的调节范围。

三、技术指标：

额定输出功率：

Po>8W.

频率范围：

fL=20Hz,fH=20kHz.

音频控制范围：

低音：

100Hz+/-12dB.

高音：

10kHz+/-12dB.

分频频率：

800Hz.

衰减区：

18dB/oct.

负载阻抗：

RL=8Ω

功放增益：

Au=30

四、电路设计

4.1整体方案设计

扩音机的基本组成框图

原理框图为：

Ui→输入级→音调控制→电子分频→功率放大→扬声器

图一扩音机的基本框图

4.2单元电路的设计

《1》放大电路的输入级

输入级电路设计

图（a）

如图所示，图（a）电路由场效应管共源电路和共漏电路组成，它具有一定的电压增益，输入阻抗高，输入电阻为电路中的R1,又引入了电流负反馈，增加了电路的稳定性。

第二级为源级输出电路，带负载能力较强。

共源放大电路的设计：

静态工作点的选择：

根据输入电阻要求，当结型管满足要求时不再选用MOS管，一般选3DJ2、3DJ6就可以了。

为了满足放大器动态要求，管子的参数IDSS、UGS（off）、UGS（off）、gm不能太小，一般要求

IDSS>1mA，|UGS（off）|>1V，gm>0.5mA/V（1-1）当管子确定后，式（1-1）所指出的管子的实际参数可利用图示仪测出。

为了减小噪声系数，在转移特性上选IDQ时，IDQ应选小些，即UGS选大些，一般使UGS>1/2|UGS（off）|。

当UGS确定后也可利用下式求出IDQ，即

IDQ=IDSS（1-UGS/UGS（off））2

因为-UGS=US

通常取

UDS=（1~2）US

UD=UDS+US（1-2）

元件参数的计算：

因输入级的输入电阻就是R1，所以R1的选择应根据输入电阻要求来选。

R2、R3、R4的取由电路知

R2+R3=|UGS|/IDQ（1-3）

R4=（VDD-UD）/IDQ（1-4）

由共源电路电压放大倍数（中频段）公式知

Aum1=gm*RD/（1+gmRS）

RD=R4//ri2≈R4

RS=R3

则Aum1=gm*R4/（1+gmR3）

当1+gmR3>>1时

Aum1≈R4/R3

即

R3=R4/|Aum1|

R2=|UGS|/IDQ-R3

耦合电容C1、旁路电容C2的选择取

C1≥（3～10）*1/2fLR2

C2≥（1+gmR2）/2fLR2

源极输出器的设计：

静态工作点

为了得到较大的跟随范围，静态工作点设得较高，一般设

UGS=UGS（off）/2（1-5）

再利用IDQ=IDSS（1-UGS/UGS（off））2求出IDQ，且US=-UGS

元件参数

RS=US/IDQ

即

R6=US/IDQ

R5=Ri2对场效应管来说，一般可选几百千欧甚至兆欧。

本级的电压增益

Aum2=RS/（1/gm+RS）

RS=RS//RL=R6//RL

输入电阻

R0=RS//1/gm=R6//1/gm

《2》多级放大电路的音调控制

反馈式高低音调节电路的设计

如图所示的反馈式音调控制电路，图中R5为低音调节，R6为高音调节。

为了使电路得到较满意的效果，C1,C2容量要适当，其容抗和有关电阻相比在低频时要足够大，在中、高频时要足够小，就是说C1、C2只让中、高音信号通过不让低音信号通过，而C3只让高音信号通过而不让低中音信号通过。

为讨论问题方便，在电路设计时常设

R1=R2=R3=RR5=R6=9RC1=C2>>C3

其电路的幅频特性：

（a）信号在低频区

由于C3的数值较小，低频时呈现的阻抗很大，上下两个支路相比R4C3支路相当于开路。

设运算放大器为理想元件，则E点与E`点电位相等且近似于零，R3的影响可以忽略。

当R5的触点移到左端A点时C1被短路，此电路中信号通过R1加到反相输入端，反馈信号通过R2、R5、C2

也加到反相输入端，输入端，对中、高音信号而言，C2相当于短路，反馈支路只有R2,反馈量最大时电路增益很小，输出U0很小。

随着频率的降低，C2容抗增大，反馈支路除R2外还有R5//Xc2，即反馈量减少，增益增加，输出U0上升。

当频率很低时，C2相当于开路，反馈支路相当于R5+R2,且由于R5>>R1,此时反馈量极小，从而获得最大增益，输出U0最大，这就是低频提升。

（b）信号在高频区

由于频率较高，大电容C1、C2可视为短路，而C3再不能视为开路了，将图中Y形接法改为△形接法，如图所示

其中Ra=R1+R3+R1R3/R2=3R

Rb=R2+R3+R2R3/R1=3R

Rc=R1+R2+R1R2/R3=3R

从该电路图中看出，通过Rc、Ra反馈到输入端的信号极小，这一支路的反馈信号大部分被信号源短路。

同样，信号Ui通过Rc、Rb加到

反相输入端的也极小，可见Rc对电路的影响相当于开路。

另外R6数值较大。

当触点移到C点时经R6送回的反馈信号相当微弱，D、C间相当开路。

当触点移到D点时，由于R6很大，信号几乎不可能通过R6送到反相端，C、D间相当开路，当触点接到C与D这两个特殊点时，其规律为：

中频区增益为0dB;w=wH1时增益为+/-3dB；w=wH2时增益为+/-17dB；wH1与wH2之间为6dB/倍频程变化，最大提升和衰减量为+/-20dB。

通过以上分析可以看出：

·R5控制低音，R6控制高音。

·当R5从A向B滑动时，低音信号衰减逐渐加大，反馈逐渐加强，使低音从提升转向衰减，同样道理当R6从C向D滑动时高音信号衰减加大，反馈也增强，使高音信号从提升转向衰减，把R5、R6放在不同位置时，可得到高低音的不同提升或衰减。

·音调控制电路中音增益Auf=-1不因R5、R6改变而改变。

·电路的最大提升量是依靠减少输入信号衰减或减弱负反馈量来达到的，因此电路的放大级必须有足够的开环增益，才能依靠强的负反馈获得较宽的调节量。

输出波形为：

《3》分频电路

（1）分频方法

常用的分频方法有两种：

第一种分频方法:

输入信号--功率放大器--分频电路–高音

–低音

第二种分频方法:

输入信号--电子分频器--功率放大器--高音

--低音

该电路中选用的为电子分频器

（2）分频电路的设计

电路选取

选取电子分频电路如图所示，为获得较好的分频效果，分频电路输入端采用输出电阻较小射极输出器，分频电路输出端采用输入电阻较高的射极输入端，以减少分频电路负载。

输入端加了RW1、RW2控制音量。

各级静态工作点的确定及电路元件的计算

选取电源电压为12V。

考虑到各级电流不大，T1~T5选取高频小功率管3DG6（=70）。

选取T1、T2、T4

ICQ=1mA

T3、T5

ICQ=0.5mA

选取UCEQ=5.8V,则R3=6.2kΩ

IBQ1=ICQ1/=14.28uA

R2=UB/10IBQ1=（UE1+0.7V）/10IBQ1=48.5kΩ取51kΩ

R1=（VCC-UB）/10IBQ1=35.9kΩ取39kΩ

选取UCEQ2=5.8V，则R6=6.2kΩ，取6.2kΩ。

选取UCEQ3=5.8V，则R3=12.4kΩ，取12kΩ。

因射极输出器输出ICQ=（1.5~2）Iom,故选取RW1=22kΩ。

因UE4的数值为UE1减UBE4和IB4在R9、R10上的压降，又因UE1=6.2V,ICQ4=1mA,故取UE4=5.1V估算，即R11=5.1kΩ。

取UE5按4.3V估算，则R13=9.1kΩ，取RW2=15kΩ。

耦合电容取C1=C5=C9=10uF。

滤波元件的计算：

取R=30kΩ。

由式得

R4=R7=R/2=15kΩ

R5=2R=60kΩ

因

R5=R5//R5=60kΩ

又因VCC=12V，UE=6.2V，即UB2=6.9V

R5/R5=5.1/6.9

解出

R5=141kΩ选130kΩ与11kΩ串联

R5=104kΩ选100kΩ与3.9kΩ串联

以同样方法求出

R7=141kΩ选33kΩ与2.2kΩ串联

R7=26kΩ选100kΩ与2kΩ串联

并算出C2=C3=6600pF，C4=0.0132uF，用电容并联满足设计值。

低通滤波电路：

选R=15kΩ，由式求出

R9=R10=R12=15kΩ，C6=0.0265uF

C7=6600pF,C6=0.0132uF

（3）电路调试

①静态工作点的调试

在高通滤波器中，晶体管的偏流电阻、输入电阻都是滤波元件，但因射极输出器输入电阻很高，在设计时仅把偏流电阻作为滤波元件计算；在调整静态工作点时，可改变射极电阻Re而不能改变滤波元件Rb。

在低通滤波器中，偏流由前级经滤波元件流入，发射极电位逐渐降级，当测量值偏离设计值时，也可改变Re给以调整。

②截止频率的调整

因元件的标称值与实际值总存在着误差，测量中当发现实际值与设计值有误差时，可改变电路元件实现设计要求，但因电阻与静态工作点有关，一般只改变滤波电容来满足截止频率fc的要求，因为需要的元件并非都是标称值，有时需要几只元件串联或并联，在制印刷电路板上要留有空位置。

《4》音频功率放大电路的设计

集成运放与晶体管组成的功率放大器电路设计:

由集成运放与晶体管组成的OCL功率放大器电路如图所示，其中运算放大器A组成驱动级，晶体管T1~T4组成复合式互补对称电路。

（1）电路工作原理

三极管T1、T2为相同类型的NPN管，所组成的复合型仍为NPN型。

T3、T4为不同类型的晶体管，所组成的复合型的导电极性由第一只管决定，即为PNP型。

R4、R5、RP2及二极管D1、所组成的支路是复合型的基极偏置电路，静态时支路电流Io可由式计算

Io=（2VCC-2UD）/（R4+R5+RP2）

式中：

UD——二极管的正向压降。

为减少静态功耗和克服交越失真，静态时T1、T3应工作在微导通状态，即满足下列关系

UAB≈UD1+UD2≈UBE1+UBE2

二极管D1、D2与三极管T1、T3应为相同类型的半导体材料，如D1、D2为硅二极管2CP10，T1、T3也应为硅三极管，T1为3DG6，则T3可为3CG21。

Rp2用于调整复合管的微导通状态，其调节范围不能太大，一般采用几百欧或一千欧电位器（最好采用精密可调电位器）。

安装电路时首先应使Rp2的阻值为零，调整输出级静态工作电流或输出波形的交越失真时再逐渐增大阻值。

否则静态时因Rp2的阻值较大而使复合管的电流过大而损坏。

R6、R7用于减小复合管的穿透电流，提高电路的稳定性，一般为几十欧至几百欧。

R8、R9为直流负反馈电阻，可以改善功率放大器的性能，一般为几欧。

R10、R11为平衡电阻，使T1、T3的输出对称，一般为几十至几百欧。

R12、C3称为消振网络，可改善负载接扬声器时的高频特性因扬声器呈感性，易引起高频自激，此容性网络并入可使等效负载呈阻性。

此外感性负载易产生瞬时过压，有可能损坏晶体三极管T2、T4。

R12、C3的取值依据扬声器的频率响应而定，以效果最佳为好。

一般R12为几十欧，C3为几千皮法至0.1uF。

功率放大器在交流信号输入时的工作过程如下：

当音频信号Ui为正半周期时，运算放大器A的输出电压Uc上升，UB亦上升，结果T3、T4截止，T1、T2导通，负载RL中只有正向电流IL，且随Ui增加而增加。

反之，当Ui为负半周期时，负载RL中只有负向电流IL，且随Ui的负向增加而增加。

只有当Ui变化一周时负载RL才获得一个完整的交流信号。

（2）静态工作点的设置

设电路参数完全对称，静态时功率放大器的输出端O点Uo=0，常称O点为“交流零点”。

电阻R1接地，一方面决定了同相放大器A的输入电阻，另一方面保证了静态时同相电位为零，即U+=0.由于运放A的反相端经R3、Rp1接交流零点，所以U-=0.故静态时功率放大器的输出Uc=0。

R3、Rp1构成的负反馈支路能够稳定交流的零点的电位为零，对交流信号亦起负反馈作用。

调节Rp1电位器可改变负反馈深度。

电路的静态工作点主要由Io决定，Io过小会使晶体管T2、T4工作在乙类状态，输出信号会出现放大器，一般取Io=1~3mA，以使T2、T4工作在甲乙类状态。

（3）输出的波形：

《5》电路保护

1）输入端保护电路设计

2）输出端短路保护及强信号冲击保护设计

3）扬声器的保护设计

五、测试用仪表

1）信号发生器一只

2）双踪示波器一只

六、实验感想

通过本次的模电课程设计，我体会到团结的力量，体会到合作的重要性，为以后走上工作岗位奠定了基础。

深刻地了解到模电理论的实际应用。

同时我深深体会到自己理论基础的不扎实。