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课程设计开关电源
目录
摘要1
1绪论2
1.1开关电源技术发展方向3
1.2研究的目的及意义3
1.2.1课题研究的目的3
1.2.2课题研究的意义4
1.3高频开关电源的发展情况4
1.3.1开关电源的发展情况4
1.3.2高频开关电源的主要新技术标志4
1.4开关电源原理6
2高频开关电源的总体设计7
2.1主电路的选择7
2.2控制电路的选择8
2.2.1芯片控制电路分析8
2.3电流工作模式的方案选择8
2.3.1电流断续模式分析8
2.4综合结构电路图分析9
3开关电源主电路设计11
3.1单端反激式变换器电路的工作原理12
3.2开关晶体管的设计13
3.3变压器绕组的设计15
3.4输出滤波电容器的选择16
4开关电源控制电路设计17
4.1芯片简介17
4.1.1芯片原理17
4.1.2UC3842 内部工作原理简介17
4.2工作描述18
4.3UC3842电压反馈电路21
4.4UC3842电流反馈闭环电路22
4.5开关电源自供电电路23
4.6UC3842外围控制电路23
5仿真电路调试24
5.1输入电压波形24
5.2UC3842输出脉冲电压24
5.3输出电压波形25
5.4输出电流波形25
6总结25
参考文献26
附录Ⅰ27
摘要
随着开关电源在计算机、通信、航空航天、仪器仪表及家用电器等方面的广泛应用,人们对其需求量日益增长,并且对电源的效率、体积、重量及可靠性等方面提出了更高的要求。
开关电源以其效率高、体积小、重量轻等优势在很多方面逐步取代了效率低、又笨重的线性电源。
电力电子技术的发展，特别是大功率器件IGBT和MOSFET的迅速发展，将开关电源的工作频率提高到相当高的水平，使其具有高稳定性和高性价比等特性。
开关电源技术的主要用途之一是为信息产业服务。
信息技术的发展对电源技术又提出了更高的要求，从而促进了开关电源技术的发展。
开关电源的高频变换电路形式很多,常用的变换电路有推挽、全桥、半桥、单端正激和单端反激等形式。
本论文是基于芯片UC3842的小功率高频开关电源系统设计。
关键词：
开关电源单端自供电反激式变压器隔离UC3842
1绪论
1.1开关电源技术发展方向
随着大规模和超大规模集成电路的快速发展，特别是微处理器和半导体存储器的开发利用，孕育了电子系统的新一代产品。
显然，那种体积大而笨重的使用工频变压器的线性调节稳压电源已经过时。
取而代之的是小型化、重量轻、效率高的隔离式开关电源。
开关电源技术发展趋势可以归纳以下几点：
①小型化、薄型化、轻量化、高频化：
开关电源的主要发展方向。
②高可靠性及高效率：
提高可靠性，提高集成度，增加保护功能，拓宽输入电压范围，提高平均无故障时间。
③低噪声：
随着频率提高，开关电源的噪声随之增大，降低噪声也是高频开关电源的研究方向。
④电源系统的管理和控制：
应用微处理器和计算机集中控制和管理电源系统，可以及时反映开关电源环境的各种变化。
用中央处理单元实现智能控制，可自动诊断故障，减少维护工作量，确保开关电源正常工作。
⑤计算机辅助设计：
用计算机软件对开关电源进行CAD设计和模拟试验，十分有效，是最为快速经济的方法。
常用的软件有Pspice、Saber、Multisim。
隔离式开关电源的核心是一种高频电源变换电路。
它使交流电源高效率地产生一路或多路经调整的稳定直流电压。
变压器隔离结构原因：
1.输出端与输入端之间需要隔离。
2.变压器可以同时输出多组不同数值电压，只需要改变变压器匝数比和漆包线截面积的大小即可，因此改变输出电压和输出电流很容易。
3.变压器初、次级互相隔离，不需要共用一个地。
因此，也有人把开关电压称为离线式开关典雅。
这里的离线并非指不需要输入电源，而是指输入与输出电源之间没有导线相互连接，而完全由磁场耦合来传输能量。
4.开关电源采用变压器对输入/输出进行电气隔离的最大好处是提高设备的绝缘强度，降低安全风险，同时可以减轻EMI干扰，并且还容易进行功率匹配。
5.交流环节采用较高的工作频率，可以减小变压器和滤波电感、滤波电容的体积和质量；而且工作频率高于200kHz这一人耳朵的极限，可以避免变压器和电感产生噪声。
1.2研究的目的及意义
1.2.1课题研究的目的
电源是各种电子设备中必不可少的一种电子设备，是各种用电设备所需要的各种电压和电流的源泉，有了电源才嫩正常供应，才谈的上用电设备的正常工作，因此学习电源的相关知识是掌握各种电子设备和用电设备的使用必修课。
本论文的目的就是查阅相关资料，掌握开关电源的内部结构，学习怎样设计小功率开关电源的方法，这以后从事相关事业打下基础，开阔视野，从而提高自身的能力。
1.2.2课题研究的意义
课题研究的意义在于：
当代许多高新技术均与电源的电压、电流、频率、相位和波形等基本技术参数的变换和控制相关，电源技术能够实现对这些参数的精确控制和高效率的处理，因此，电源技术不但本身是一种高新技术，而且还是其评它多项高新技术的发展基础。
电源技术及其产业的进一步发展必将为大幅度节约电能、降低材料消耗以及提高生产效率提供重要的手段，并为现代生产和现代生活带来为深远的影响。
1.3高频开关电源的发展情况
1.3.1开关电源的发展情况
目前我国通信、信息、家电和国防等领域的电源普遍采用高频开关电源，相控电源将逐渐被淘汰。
国内开关电源技术的发展，基本上起源于20世纪70年代末和80年代初。
当时引进的开关电源技术，在高等院校和一些科研院所停留在实验开发和教学阶段。
20世纪80年代中期开关电源产品开始推广和应用。
20世纪80年代开关电源的特点是采用20kHz脉宽调制（PWM）技术，效率可达65%-70%。
经过20多年的不断发展，开关电源技术有了重大进步和突破。
新型功率器件的开发促进了开关电源的高频化，功率MOSFET和IGBT可使小型开关电源的工作频率达到400kHz（AC/DC）或1MHz（DC/DC）;软开关技术使高频开关电源的实现有了可能，它不仅可以减少电源的体积和重量，而且提高了电源的效率（国产6kW通信开关电源采用软开关技术，效率可达93%）；控制技术的发展以及专用控制芯片的生产，不仅使电源电路大幅度简化，而且使开关电源的动态性能和可靠性大大提高；有源功率因数校正技术（APFC）的开发，提高了AC/DC开关电源的功率因数，既治理了电网的谐波污染，又提高了开关电源的整体效率。
1.3.2高频开关电源的主要新技术标志
在开关电源领域，我国的民族产业在国内一直占有举足轻重的地位。
在开关电源应用的起步阶段，很多生产厂家采取的都是小作坊的生产模式。
经过20余年的不懈努力，逐步向大规模生产转化，产品也从单一品种走向系列化。
现在，我国已形成一批上亿元甚至10亿元以上产值的电源企业，有些产品已进入国际市场。
这是我国开关电源技术不断成熟的表现。
从技术上看，几十年来推动开关电源性能和技术水平不断提高的主要标志如下所述：
（1）新型高频功率半导体器件的开发使实现开关电源高频化有了可能
功率MOSFET和IGBT已完全可以取代功率晶体管和晶闸管，从而使中小型开关电源工作频率可以达到400KHz（AC-DC）和1MHz（DC-DC）的水平。
超快恢复功率极管，MOSFET同步整流技术的开发也使高效低电压输出（例如3V）开关电源的研制有了可能。
现在正在探索研制耐高温的高性能炭化硅功率半导体器件。
（2）软开关技术使高频率开关变换器的实现有了可能
PWM开关电源按硬开关模式工作（开/关过程中电压下降/上升和电流上升/下降波形有交叠），因而开关损耗大。
开关电源高频化可以缩减体积重量，但开关损耗却更大了（功率与频率成正比）。
为此必须研究开关电压/电流波形不交叠的技术，即所谓零电压开关（ZVS）/零电流开关（ZCS）技术，或称软开关技术。
小功率软开关电源效率可以提高到80-85%。
70年代谐振开关电源奠定了软开关技术的基础，以后新的软开关技术不断涌现，如准谐振（80年代中），全桥ZVS-PWM、恒频ZVS-PWM/ZCS-PWM（80年代末）、ZVS-PWM有源钳位；ZVT-PWM/ZVCT-PWM（90年代初）；全桥移相ZV-ZCS-PWM（90年代中）等，我国己将最新软开关技术应用于6KW通信电源中，效率达93%。
（3）控制技术研究的进展
例如电流型控制及多环控制，电荷控制，一周期控制，功率因数控制，DSP控制及相应专用集成控制芯片的研制成功等，使开关电源动态性能有很大提高，电路也大幅度简化。
（4）有源功率因数校正技术（APFC）开发，提高了AC-DC开关电源功率因数
由于输入端有整流电容组件，AC-DC开关电源及一大类整流电源供电的电子设备（如逆变器，UPS）等的电网侧功率因数仅为0.65。
80年代用APFC技术后可以提高到0.95-0.99。
既治理了电网的谐波“污染”，又提高了开关电源的整体效率。
（5）磁性组件新型材料和新型变压器的开发，例如集成磁路，平面型磁心，超薄型（Lowprofile）变压器。
新型变压器如压电式，无磁心印制电路（PCB）变压器等，使开关电源的尺寸重量都可减少许多。
（6）新型电容器和EMI滤波器技木的进步，使开关电源小型化并提高了EMC性能。
（7）微处理器监控和开关电源系统内部通信技术的应用，提高了电源系统的可靠性。
90年代末又提出了新型开关电源的研制开发，这也是新世纪开关电源的远景。
如用一级AC-DC开关变换器实现稳压或稳流，并具有功率因数校正功能，称为单管单级（SingleSwitchSingleStage）或4S高功率因数AC-DC开关变换器；输出1V,50A的低电压大电流DC-DC变换器，又称电压调节模块VRM，以适应下一代超快速微处理器供电的需求。
1.4开关电源原理
随着电力电子技术的发展，大功率开关晶体管、快恢复二极管和其它元器件的电压得到了很大的提高，这为取消稳压电源中的工频变压器，发展高频开关电源创造了条件。
由于高频开关电源不需要工频变压器，故称他为无工频变压器的开关电源，他使得电源在小型化、轻量化、高效率等方面又迈进了一步。
无工频变压器的开关电源的原理框图如图1
图1无工频变压器的开关电源的原理框图
带高频变压器耦合的开关电源原理框图如图2
图2带高频变压器耦合的开关电源原理框图
上述电源的共同点是具有高频变压器，直流稳压是从变压器次级绕组的高频脉冲电压整流而得到，并且变压器的初级、次级是隔离的或部分隔离的，而输入电压是直接从交流市电整流得到的直流高压。
2高频开关电源的总体设计
2.1主电路的选择
开关电源的电路组成开关电源的主要电路是由输入电磁干扰滤波器（EMI）、整流滤波电路、功率变换电路、PWM控制器电路、输出整流滤波电路组成。
辅助电路有输入过欠压保护电路、输出过欠压保护电路、输出过流保护电路、输出短路保护电路等。
DC-DC变换有隔离和非隔离两种。
输入输出隔离的方式由于隔离变压器的漏磁和损耗等会造成效率的降低，但是却很安全，本次设计为了提高开关电源的安全性，此设计选择隔离方式，我们知道非隔离型高频开关电源有五种可能形式：
单端反激式、单端正激式、半桥式、全桥式、推挽式，各种形势的开关电源对功率的要求是不一样的，根据功率的要求可知：
单端反激式功率范围：
1—100W；
单端正激式功率范围：
1—200W；
推挽式功率范围：
200—500W；
半桥式功率范围：
200—500W；
全桥式功率范围：
500—2000W；
因为反激式开关电源中的变压器起着电感和变压器的双重作用，反激式变换器只需要滤波电容的选择，而不需要滤波电感的选择，由于它是电感，在开关电源中必然具有电感的一般规律，即具有电流连续，临界连续和断续三种工作模式，且电路结构不复杂。
鉴于上面分析，主电路选用单端反激式电路。
2.2控制电路的选择
2.2.1芯片控制电路分析
采用电流模式脉宽调制控制器UC3842，这个芯片可推挽或单端输出，工作频率为1--500KHz，输出电压可达30V,内有5V的电压基准，死区时间可以调整，输出级的拉灌电流可达几百至几千mA，驱动能力较强。
UC3842芯片内部有一个误差比较器EA，一个振荡器OSC和一个电流比较器，一个PWM锁存器和PWM逻辑单元，一个互补功率放大输出单元，一个欠压保护电路，一个标准参考5V电压和其它一些辅助电路。
电流比较器可用于过流保护，电压比较器可设置为闭环控制，调整速度快，用这种芯片作为低功率开关电源的PWM的控制是很方便的它可以直接驱动双极管，MOSFET和IGBT，具有管脚少（8只引脚）外围电路简单、安装与调试方便、性能优良、价格合适等优点。
采用这种芯片控制所需元件也少应用广泛，特别适于构成无工频变压器的20—80W小功率开关电源。
采用单片机或DSP控制产生PWM波,控制开关的导通与截止。
根据A/D后的反馈电压程控改变占空比，使输出电压稳定在设定值。
负载电流在康铜丝上的取样经A/D后输入单片机，当该电压达到一定值时关闭开关管，形成过流保护。
该方案主要由软件实现，控制算法比较复杂，速度慢，输出电压稳定性不好，若想实现自动恢复，实现起来比较复杂。
鉴于上面分析，选用芯片控制电路。
2.3电流工作模式的方案选择
2.3.1电流断续模式分析
电流断续模式。
断续模式下，电感能量释放完时，下一周期尚未到来，电容能量得不到及时补充，二极管的峰值电流非常大，对开关管和二极管的要求就非常高，二极管的损耗非常大，而且由于电流是断续的，输出电流交流成分比较大，会增加输出电容上的损耗。
由于对于相同功率的输出，断续工作模式的峰值电流要高很多，而且输出直流电压的纹波也会增加，损耗大。
但是这种模式工作设计不复杂。
电流连续模式。
电流连续工作状态，在下一周期到来时，电感中的电流还未减小到零，电容的电流能够得倒及时的补充，输出电流的峰值较小，输出纹波电压小。
这种模式的设计要考虑电感的储能时间，不容易控制，所发实现起来是很复杂的。
鉴于上面分析，本设计采用电流断续模式。
2.4综合结构电路图分析
综合结构电路图如图3（详细图如附录Ⅰ所示）
图3综合结构电路图
如图所示，是由UC3842构成的单端反激式变压器隔离开关电源电路，其主要元器件为UC3842、高频隔离变压器、TL431型可调式精密并联稳压器、MOSFET功率开关管、以及线性光电耦合器和电压控制电压源。
其中变压器有上、中、下三个次级绕组，分别为上部分采样绕组N1，中间输出绕组N2以及下部分反馈绕组N3.
如电路图所示，310V的直流电通过启动电阻人r12对电容C6充电，当C6上的电压达到UC3842的启动电压门限值16V的时候，UC3842开始工作，进过引脚output输出PWM脉冲信号，驱动外接的MOSFET工作，其中，在UC3842的输出端和MOSFET栅极之间串联10欧姆电阻R3起限流作用，可以衰减由MOSFET输入电容和栅-源极之间任何串联引线电感所产生的高频寄生振荡。
MOSFET选用了IGBT管。
310V直流电经过电感L3后变成矩形波电压，幅值约为310V。
高电压脉冲期间，此时MOSFET导通，电流通过变压器的原边绕组，且变压器原边绕组形成了上正下负的电压，可知，三个次级绕组上也形成了上正下负的电压，而对于采样绕组N1和输出绕组N2，其分别和二极管D5、D6串联，此时二极管D5、D6截止，变压器的次级绕组N1和N2无电流，能量只能通过磁场耦合，存储在反馈绕组N3上。
当引脚output输出低电平的时候，MOSFET截止，变压器原边绕组将无电流通过，根据楞次定律可知，存储在N3中的能量会形成下正上负的感生电动势，则与N3连接的二极管D2导通，反馈绕组N3上的电压经D1、D2整流后，再经过电容C8滤波之后为芯片UC3842提供正常工作电压。
从而起到了自供电的作用。
在此低电平期间，反馈绕组N1和输出绕组N2上形成了下正上负的电压，二极管D5、D6导通，向负载提供能量，同时形成了反馈电压。
工作期间，电感L1形成吸收电路，消除由变压器漏感产生的反峰电压，以及和开关管栅极-发射极相并联的电阻R17，二者都是为了保护MOSFET不至于因为工作电压过高而毁坏。
电阻R5用于电流检测，其阻值为1K。
电流经C5、R6滤波之后送人UC3842的引脚CS形成反馈电流，因此由UC3842构成的电源是双闭环控制系统，电压稳定度非常高。
当负载电流超过额定值或短路时，MOSFET的源极电流大大增加，R5反馈回来UC3842引脚CS的电压高于1V，则芯片无触发脉冲输出，MOSFET截止，它不至于因为过流而损坏。
当电流脉冲的峰值上升到3A的时候，过流保护动作，MOSFET截止。
电阻R6和C5构成RC滤波电路，削弱由电源变压器绕组间的电容，以及输出整流器的恢复时间引起的尖峰脉冲干扰，保证开关电源的正常工作。
开关电源的二次侧电路中，变压器输出绕组N2上并联了电容C14对输出电压进行滤波，降低输出纹波电压。
同时，在采样绕组上也并联了电容了C12，使得采样电压精度更高。
采样电压通过电压控制电压源反馈到稳压电路中，控制光耦合器的通断而反馈到UC3842之中，具体原理如下：
稳压部分采用了TL431型可调式精密并联稳压器，通过电阻R14和电阻R16对输出电压进行分压后，反馈到TL431的REF引脚。
由于TL431的内部有一个2.5V的基准电压，所以当TL431的电流在很宽的范围内变化的时候。
控制输出电源。
使它稳定。
若输出电压增大，则反馈电压增大。
TL431的分流也就增大。
从而又导致输出电压下降。
特别的，此处的电阻R14和电阻R16大小相等，输出等于5V。
分压之后，采样电压通过TL431的REF端来控制该器件从阴极到阳极的电流。
这个电流又直接驱动光耦发光，光耦感光之后得到的反馈电压用来调整电流模式的的PWM控制器的开关时间，从而得到一个稳定的直流输出电压。
当输出电压增加的时候，REF端电压增大，留过TL431的电流增大，于是光耦发光加强，感光端反馈电压加大，然后改变MOSFET的开关时间，使得输出电压减小。
电阻R15起到限流作用，此处选择为300欧姆。
目的是为了保证通过TL431阴极的电流大于1mA且小于100mA，这样TL431才能正常工作。
电阻R13则是限制电流保护光耦合器。
而电容C10是用来抑制稳压电路的自激振荡。
采样电压经过光耦合器后，再由电阻R9和电阻R20分压加到误差放大器的反相输入段（引脚comp），为UC3842提供负反馈电压。
在UC3842的外围电路中，引脚VREF和引脚RCT外接的定时电阻R12和定时电容C3决定了振荡频率，R2=36K，C3=1n,开关频率为40kHz，死区时间约为振荡周期的4%。
电容C2是基准输出电源的消噪电容。
3开关电源主电路设计
3.1单端反激式变换器电路的工作原理
单端反激式变换器电路在其输入和输出回路之间加入安全隔离措施。
一般情况下，隔离式开关电源都是用高频变压器作为主要隔离器件。
在电路中，它是以变压器的形式出现的，但实际上它起的作用是扼流圈，所以应该称它为变压器——扼流圈。
所谓单端，就是指的是变压器磁芯仅工作在其磁滞回线的一侧。
典型的单端隔离反激式变换器电路结构如图4所示。
图4隔离单端反激式变换电路及相关波形
从图四的电路工作状态波形可见，电路的工作过程如下：
当晶体管VT1导通时，它在变压器初级电感线圈中储存能量，与变压器次级相连接的二极管VD处于反偏压状态，所以二极管VD截止。
在变压器次级回路无电流流过，即没有能量传递给负载。
当晶体管VT1截止时，变压器次级电感线圈中的电压极性反转过来，使得二极管VD导通，给输出电容C充电，同对在负载RL上也有了电流IL。
由于隔离变压器T除了具有初、次级间安全隔离的作用外，它还有变压器和扼流圈的作用，所以在反激式变换器的输出部分一般不需要加电感，但在实际应用中，往往在整流器和滤波电容之间加一个小的电感线圈，用以降低高频开关噪声的峰值。
由于隔离变压器T除了具有初、次级间安全隔离的作用外，它还有变压器和扼流圈的作用，所以在反激式变换器的输出部分一般不需要加电感，但在实际应用中，往往在整流器和滤波电容之间加一个小的电感线圈，用以降低高频开关噪声的峰值，这样的设计便开关电源工作更安全。
3.2开关晶体管的设计
如何选择到性能参数合适的主开关与控制电路直接影响到变换器的性能。
在这里需要清楚的是作为主开关的晶体管、MOSFET、IGBT或晶闸管的性能均耐压的上升而下降，因此在选择耐压时并不是超高越好，而是适可而止。
合理地选择开关管的额定电压直接影响着变换器的性能，通过了解主开关的电压波形就可以比较准确地预计出主开关的电压峰值。
对于不同的电路拓扑和不同的控制方式，要求开关管的额定电压将不同。
其输入不同的电压条件下开关管的额定电压与电路拓扑和控制方式的关系如下：
（1）交流电不带有PFC功能。
桥式变换器：
400—500V；
推挽式变换器：
800—900V；
单端正/反激式变换器：
600—700V；
单端正激式变换器带有有源箝位：
600V；
（2）交流电带有PFC功能。
桥式变换器：
500—600V；
推挽式变换器：
900—1000V；
单端正/反激式变换器：
800V；
单端正激式变换器带有有源箝位：
800V；
（3）直流48V电压系统
桥式变换器：
80V；
推挽式变换器：
200V；
单端正/反激式变换器：
200V；
反激式开关电源的开关管额定电流的选择：
在交流电220V电压应用条件下，
如果考虑电源电压变化范围在-20%—+20%。
选择开关管耐压为600V时，反激开关电源的最大占空比可以设置在0.4，假设效率为80%，电路工作在电流断续模式，在这种工作状态下，在开关管上每流过1A电流可以输出30—32W的输出功率。
如果设置最大占空比为0.37左右，则开关管上每流过1A电流可以输出28—30W的输出功率。
考虑到开关管的导通电阻对效率的影响，应该选择开关管的额定电流达到实际电流峰值的3—4倍，如在没有PFC时，电源电压为220*（1±20%）V，这样设计就没有带PFC时优化。
在单端反激式变换器电路中。
所使用的开关晶体管必须符合两个条件，即在晶体管截止时，要能承受集电极尖峰电压，在晶体管导通时，要能承受集电极的尖峰电流。
晶体管截止时所承受的尖峰电压按下面的公式进行计算：
（3－1）
公式中，Vin是输入电路整流滤波后的直流电压，δmax是最大工作占空比。
所谓占空比指的是晶体管导通的时间与晶体管的一个工作周期（导通时间十截止时间）之比。
为了限制晶体管的集电极安全电压，工作占空比应保持在相对地低一些，一般要低于50％，在实际设计时，一般取0．4左右，这样它就限制了集电极峰值电压。
因此，在单端反激式变换器电路设计中，晶体管的工作电压一般在800V以上，通常按900v计算可安全可靠地工作。
按如下粗算考虑：
直流电压310V,310V再乘以2．2得620V，实际取600V即可。
第二个设计准则是必须满足晶体管在导遏时的集电极电流的需求。
（3—2）
公式中的Il是变压器初级绕组的峰值电流，而n是变压器初级与次级间的匝数比。
为了导出用变换器输出功率和输入电压表达集电慑峰值工作电流的公式，变压器绕组传递的能量可用下式表示：
（3—3）
公式中，η是变换器的效率。
略去推导过程，由输出功率和输入电压表达的晶体管工作电流的公式为：
（3－4）
3.3变压器绕组的设计
由于在单端反激式变换器电路中，变压器初级绕组只在B—H待佐曲线[磁滞回线）的一个方向上被驱动，因此
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