电流检测电路.docx
《电流检测电路.docx》由会员分享，可在线阅读，更多相关《电流检测电路.docx（23页珍藏版）》请在冰点文库上搜索。
电流检测电路
电流检测电路
摘要：
MAX471/MAX472是MAXIM公司生产的精密高端电流检测放大器，利用该器件可以实现以地为参考的电流/电压的转换，本文介绍了用MAX471/472高端双向电流检测技术来实现对电源电流的监测和保护的方法，并给出了直流电源监测与保护的实现电路
1电源电流检测
长期以来，电源电流的检测都是利用串联的方法来完成的。
而对于磁电仪表，一般都必须外加分流电阻以实现对大电流的测量，在量程范围不统一时，分流电阻的选择也不标准，从而影响到测量精度。
对于互逆电源，由于测量必须利用转换开并来实现，因而不能随机地跟踪测量和自动识别。
在教学和实验室使用的稳压电源中，为了能够进行电流/电压的适时测量，可用两种方法来实现。
一种方法是彩双表法显示，此法虽好，但成本较高，同时体积也较大；另一种方法是采用V/I复用转换结构，这种方法成本低，体积小，因而为大多数电源所采用，但它在测量中需要对电压/电流进行转换显示，也不方便。
那么，如何对电源进行自动监测呢？
笔者在使用中发现，稳压电源的电压在初始调节状态时，往往显示出空载，而在接入负载后，则需要适时显示负载电流，因此，利用负载电流作为监测信号来完成I/V的测量转换，可实现一种电量用两种方法表示，并可完成自动监测转换功能。
为了实现I/V的转换，笔者利用MAX271/MAX472集成电路优良的I/V转换特性、完善的高端双向电流灵敏放大器和内置检流电阻来实现对稳压电流电流的检测。
2MAX471/MAX472的特点、功能
美国美信公司生产的精密高端电流检测放大器是一个系列化产品，有MAX471/MAX472、MAX4172/MAX4173等。
它们均有一个电流输出端，可以用一个电阻来简单地实现以地为参考点的电流/电压的转换，并可工作在较宽的电压和较大的电流范围内。
MAX471/MAX472具有如下特点：
●具有完美的高端电流检测功能；
●内含精密的内部检测电阻（MAX471）；
●在工作温度范围内，其精度为2%；
●具有双向检测指示，可监控充电和放电状态；
●内部检测电阻和检测能力为3A，并联使用时还可扩大检测电流范围；
●使用外部检测电阻可任意扩展检测电流范围（MAX472）；
●最大电源电流为100μA；
●关闭方式时的电流仅为5μA；
●电压范围为3～36V；
●采用8脚DIP/SO/STO三种封装形式。
MAX471/MAX472的引脚排列如图1所示，图2所示为其内部功能框图。
表1为MAX471/MAX472的引脚功能说明。
MAX471的电流增益比已预设为500μA/A，由于2kΩ的输出电阻（ROUT）可产生1V/A的转换，因此±3A时的满度值为3V.用不同的ROUT电阻可设置不同的满度电压。
但对于MAX471，其输出电压不应大于VRS+-1.5V，对于MAX472，则不能大于VRG-1.5V。
表1MAX471/MAX472的引脚功能说明
引 脚
名 称
功 能
MAX471
MAX472
1
1
SHDN
关闭端。
正常运用时连接到地。
当此端接高电平时，电源电流小于5μA
2，3
-
RS+
内部电流检测电阻电池（或电源端）。
“+”仅指示与SIGN输出有关的流动方向。
封装时已将2和3连在了一起
-
2
N.C
空脚
-
3
RG1
增益电阻端。
通过增益设置电阻连接到电流检测电阻的电池端
4
4
GND
地或电池负端
5
5
SIGN
集电极开路逻辑输出端。
对于MAX471来说，低电平表示电流从RS-流向RS+，对于MAX472，低电平表示VSENSE为负。
当SHND为高电平时，SIGN不为高阻抗，如果不需要SIGN，可将其悬空
6，7
-
RS-
内部电流检测电阻的负载端。
“-”仅表示与SIGN输出有关的流动方向，封装时已将6和7连在一起
-
6
RG2
增益电阻端。
通道增益设置电阻连接至电流检测电阻负载端
-
7
Vcc
MAX471电源输入端。
连接至检测电阻与RG1的连接点
8
8
OUT
电流输出，它正比于流过TSENSE被测电路的幅度，在MAX741中，此引脚到地之间应接一个2kΩ电阻，每一安培被测电流将产生大小等于1V的电压
OUT端为电流幅度输出端，而SIGN端可用来指示输出电流的方向。
SIGN是一个集电极开路的输出端（仅吸收电流），可和任何采用电压供电的逻辑电路相连，用100kΩ的上拉电阻即可把SIGN连接到逻辑电源。
对于MAX471来说，在电流从RS-流向RS+时，输出低电平。
而当电流从RS+流向RS-时，输出高电平。
在采有电流供电的电路中，无论是充电还是放电，只要负载电流大于1mA，SIGN端的输出都能精确地指示出电流方向。
在SHDN为高电平时，MAX471/MAX472进入关闭模式，此时系统的消耗电流小于5μA。
在关闭状态下，SIGN为高阻状态，OUT截止。
3电源监测与保护电路
用MAX471构成的直流电源监测与保护电路如图3所示，该电路可以和任意电源相连，能进行电流、电压的自动显示和过流报警与保护。
图中R1为MAX471输出端电阻，用于决定I/V的转换灵敏度。
由于笔者是采用85C1-V30V磁电式直流电压表来显示输出电压和电流的，所以R2为20kΩ，灵敏度为10V/A。
实际应用时，R1可用标准仪表来进行微调校正。
J1-1为电压/电流显示转换继电器。
在初始状态下调整输出电压时，由于未接负载，Irt为零，IOUT端的输出电压为零，J1不吸合，J1-1常闭以使昨电压表接入电源输出端，从而显示输出电压，并使VD3发光，以表示测接入量值为电压。
当负载电源后，IOUT端通过R1使VT2导通，继电器J1吸合，电压表通过JL-1接入IOUT端以显示I/V转换器，同时，VD4发光以表示测量值为负载电流，开关K为强制转换开关，可方便地将显示仪表设置为输出电压测量。
此开关一般情况下处在打开状态。
VT1为射极输出器，可用于减小VT2和IC2对IOUT端的影响。
过流保护电路用集成电路TL431来完成，J2为过流保护用继电器，W为过流保护调节电位器，当VA=UB[R5/（W+R5）]=2.5V时，TL431的阳极端电压为2.5V，J2吸合，J2-1切断输出；同时J2-2闭合，VD5发光指示，报警音乐集成电路IC3得电并通过VT3驱动报警喇叭，从而以声、光形式构成流保护指示。
用MAX471MAX472实现I/V的转换可简化对电源电流的测量，并可实行对高端电流的监测，可以和任意电源共地应用，它内置电阻精度高，且能关联扩流使用。
这对学生用实验电源的改造非常方便。
尤其是模块化电源监测的保扩板，由于它能够完成完整的I/V显示及过程保护功能，因此，特别适用于通用的实验电源。
电流检测电路的详细分析
时间：
2012-04-1421:
28:
43来源：
广州大学作者：
杨汝
摘要：
介绍电流检测电路的实现方法，并探讨在电流检测中常遇见的电流互感器饱和、副边电流下垂的问题，最后用实验结果分析了升压电路中电流检测的方法。
关键词：
电流检测电流互感器磁芯复位
TheDiscussionofCurrentSenseintheSwitchCircuit
Abstract:
Thearticlehasintroducedthemethodsofcurrentsensecircuit.ThenitdiscussessaturationofthecurrentsensetransformeranddroopeffectofthesecondsideCurrent.Atlastthearticlehasanalyzedthecurrentsenseintheboostcircuitthroughexperiment.
Keywords:
Currentsense,Currentsensetransformer,Corereset
中图法分类号：
TN86文献标识码：
A文章编号：
02192713（2000）1159002
1引言
功率开关电路的电路拓扑分为电流模式控制和电压模式控制。
电流模式控制具有动态反应快、补偿电路简化、增益带宽大、输出电感小、易于均流等优点，因而取得越来越广泛的应用。
而在电流模式的控制电路中，需要准确、高效地测量电流值，故电流检测电路的实现就成为一个重要的问题。
本文介绍了电流检测电路的实现方法，并探讨在电流检测中常遇见的电流互感器饱和、副边电流下垂的问题，最后用实验结果分析了升压电路中电流检测方法。
2电流检测电路的实现
在电流环的控制电路中，电流放大器通常选择较大的增益，其好处是可以选择一个较小的电阻来获得足够的检测电压，而检测电阻小损耗也小。
电流检测电路的实现方法主要有两类：
电阻检测（resistivesensing）和电流互感器（currentsensetransformer）检测。
电阻检测有两种，如图1、图2所示。
当使用图1直接检测开关管的电流时还必须在检测电阻RS旁并联一个小RC滤波电路，如图3所示。
因为当开关管断开时集电极电容放电，在电流检测电阻上产生瞬态电流尖峰，此尖峰的脉宽和幅值常足以使电流放大器锁定，从而使PWM电路出错。
但是在实际电路设计时，特别在设计大功率、大电流电路时采用电阻检测的方法并不理想，因为检测电阻损耗大，达数瓦，甚至十几瓦；而且很难找到几百毫欧或几十毫欧那么小的电阻。
图1电阻检测（接地）
图2电阻检测（不接地）
图3带滤波的电阻检测电路
图4升压电路输入电感电流值检测
图5电流放大器的箝位电路
图6具有输入电压补偿的电流放大器箝位电路
图7检测正电压的强制复位电路
图8检测负电压的强制复位电路
实际上在大功率电路中实用的是电流互感器检测，如图4所示。
电流互感器检测在保持良好波形的同时还具有较宽的带宽，电流互感器还提供了电气隔离，并且检测电流小损耗也小，检测电阻可选用稍大的值，如一二十欧的电阻。
电流互感器将整个瞬态电流，包括直流分量耦合到副边的检测电阻上进行测量，但同时也要求电流脉冲每次过零时磁芯能正常复位，尤其在平均电流模式控制中，电流互感器检测更加适用，因为平均电流模式控制中被检测的脉冲电流在每个开关周期中都回零。
为了使电流互感器完全地磁复位，就需要给磁芯提供大小相等方向相反的伏秒积。
在多数控制电路拓扑中，电流过零时占空比接近100％，所以电流过零时磁复位时间在开关周期中只占很小的比例。
要在很短的时间内复位磁芯，常需在电流互感器上加一个很大的反向偏压，所以在设计电流互感器电路时应使用高耐压的二极管耦合在电流互感器副边和检测电阻之间。
3防止电流检测电路饱和的方法
如果电流互感器的磁芯不能复位，将导致磁芯饱和。
电流互感器饱和是一个很严重的问题，首先是不能正确测量电流值，从而不能进行有效的电流控制；其次使电流误差放大器总是“认为”电流值小于设定值，这将使电流误差放大器过补偿，导致电流波形失真。
电流互感器检测最适合应用在对称的电路，如推挽电路、全桥电路中。
对于单端电路，特别是升压电路，会产生一些我们必须关注的问题。
对于升压电路，电感电流就是输入电流，那么在电流连续工作方式时，不管充电还是放电，电感电流总是大于零，即在直流值上叠加一个充放电的波形。
因此电流互感器不能用于直接测量升压电路的输入电流，因为电感电流不能回零而使直流值“丢失”了；并且电流互感器因不能磁复位而饱和，从而失去过流保护功能，输出产生过压等。
在降压电路中也存在同样的问题，电流互感器不能用于直接测量输出电流。
解决这个问题的方法是用两个电流互感器分别测量开关电流和二极管电流，如图4所示实际的电感电流是这两个电流的合成，这样每个电流互感器就有足够的时间来复位了。
但要注意这两个电流互感器的匝比应一样，以保持检测电阻RS上的电流对称。
功率因数校正电路一般采用升压电路，用双互感器检测，但在线电流过零时，电流互感器也特别容易饱和。
因为此时的占空比约为100％，从而容易造成磁芯没有足够的时间复位。
为此可以在外电路中采取一些措施来防止电流互感器饱和。
如采用电流放大器输出箝位来限制其输出电压，并进一步限制占空比小于100％，电路如图5所示。
设定箝位电压的过程很简单，在刚起动时电流放大器箝位在一个相对较低的值（大约4V），系统开始工作，但过零误差很大；一旦系统正常工作后，箝位电压将升高，电流互感器接近饱和，箝位电压最多升到6.5V（低电压大负载时）并且电流的THD在可接受的范围内（<10％），以限制最大占空比。
设定的箝位电压不能太低，否则将使电流过零畸变大。
如果需要更好的特性或需要运行在宽范围，可以用图6的电路，这个电路将根据线电压反向调节箝位电压。
每个电流脉冲都使磁芯复位以克服磁芯饱和的方法，除了改进外电路还可以改进电流检测电路。
一般利用电流检测电路自复位，即利用磁芯中存储的能量和电流互感器的开路阻抗在短时间内产生足够的伏秒积来复位。
但当占空比大于50％，特别是接近100％时，可能没有足够的时间来使磁芯复位，这时除电流放大器输出箝位外，还可以采用强制复位电路。
强制磁芯复位的电路很多，如使用附加线圈或中心抽头的线圈，但最简单的方法是采用图7、图8所示电路来强制磁芯复位。
脉冲电流来时强制复位电路和自复位电路的工作没有差别，当复位时从VCC通过Rr来的电流加入磁芯复位电流，寄生电容快速充电，副边电压反向，伏秒积增加，磁芯复位速度加快。
如果需要得到负的检测电压而又不想用负电压强制复位时则用图8所示电路。
对于电流检测电路磁芯复位还要考虑的一个因素是副边线圈的漏电感和分布电容。
为了减小损耗，一般选择匝比较大的电流互感器，但匝比大，副边线圈的漏电感和分布电容大。
漏电感影响电流上升和下降的时间，分布电容则影响电流互感器的带宽。
并且在磁芯复位时，副边电感和分布电容谐振，如果分布电容大，则谐振频率低，周期长，那么在占空比大、磁芯复位时间短时，副边线圈就没有足够的时间来释放能量使磁芯复位了。
所以应尽量不选择匝比太大的电流互感器。
4电流互感器的下垂效应
电流互感器副边的脉冲电流要减去电流互感器绕组上的脉冲电压在副边产生的一个从零开始随时间线性增长的磁化电流，才等于检测电阻上的电流，该磁化电流的大小为：
（1）
式中：
US——副边电压
LS——副边电感
n——Ns/Np
Δt——电流波脉宽
刚开始时副边电流是原边电流的n倍，但随时间增加，磁化电流加大，副边电流下降得很厉害，这就是电流互感器的下垂效应。
所以为了得到较大的副边检测电压不应完全靠增加检测电阻Rs的值来实现，也要靠减小副边下垂效应来增加副边的脉冲电流，同时Rs的值大也将使磁芯复位困难。
如式
（1）所示，副边电感值越大，下垂效应越小；匝比越小，下垂效应也越小，但最好不要靠减少副边的匝数来减小匝比，因为这将使副边的电感减小了，应在空间允许的情况下增加原边匝数来减小匝比。
5实验结果
在功率因数校正电路中，使用如图4所示的检测电路，并采用如上所述防磁芯饱和及减小下垂效应的措施，在电流互感器的变比为1∶50，副边电感为30mH,取副边电压为2V,电流波脉宽为5μs时,得：
相对于十多安培的检测电流，该电流下降效应并不明显。
6结语
电流检测在电流控制中起着重要的作用，电流检测分为电阻检测和电流互感器检测。
为了减少损耗，常采用电流互感器检测。
在电流互感器检测电路的设计中，要充分考虑电路拓扑对检测效果的影响，综合考虑电流互感器的饱和问题和副边电流的下垂效应，以选择合适的磁芯复位电路、匝比和检测电阻。
高边和低边电流检测技术分析
当代电子系统中的电源管理可以通过高效的电源分配优化系统效率。
电流检测是电源管理的关键技术之一，它不仅有助于保持理想的电压等级，而且能通过提供伺服调整保持电子系统处于正常状态，同时还能防止发生电路故障和电池过度放电。
电流的检测有两种基本的方案。
一种是测量电流流过的导体周围的磁场，另一种是在电流路径中插入一个小电阻，然后测量电阻上的压降。
第一种方法不会引起干扰或引入插损，但成本相对比较昂贵，而且容易产生非线性效应和温度系数误差。
因此磁场检测方法通常局限于能够承受与无插损相关的较高成本的应用。
本文主要讨论半导体行业中已经得到应用的电阻检测技术，它能为各种应用提供精确且高性价比的直流电流测量结果。
本文还介绍了高边和低边检测原理，并通过实际例子帮助设计师选择适合自己应用的最佳方法。
电阻检测
在电流路径中以串联的方式插入一个低阻值的检测电阻会形成一个小的电压降，该压降可被放大从而被当作一个正比于电流的信号。
然而，根据具体应用环境和检测电阻的位置，这种技术将对检测放大器造成不同的挑战。
比如将检测电阻放在负载和电路地之间，那么该电阻上形成的压降可以用简单的运放进行放大（见图1B）。
这种方法被称为低边电流检测，与之相对应的方法为高边检测，即检测电阻放在电源和负载之间（见图1A）。
图1：
上面简化的框图描述了一种基本的高边检测电路（图1A）和一种基本的低边检测电路（图1B）。
检测电阻值应尽可能低，以保持功耗可控，但也要足够大，以便产生能被检测放大器检测到并在目标精度内的电压。
值得注意的是，在检测电阻上得到的这种差分检测信号寄生在一个共模电压上，这个共模电压对低边检测方法来说接近地电平（0V），但对高边检测方法来说就接近电源电压。
这样，测量放大器的输入共模电压范围对低边方案来说应包含地，对高边方案来说应包含电源电压。
由于低边检测时的共模电压接近地电平，因此电流检测电压可以用一个低成本、低电压的运放进行放大。
低边电流检测简单且成本低，但许多应用不能容忍由于检测电阻引入的地线干扰。
较高的负载电流会使问题更加严重，因为系统中地电平被低边电流检测偏移的某个模块可能需要与地电位没变的其他模块进行通信。
为了更好地理解这个问题，可以看一下图2中采用低边电流检测技术的“智能电池”充电器，其中AC/DC转换器的输出连接到了“2线”智能电池。
图2：
采用低边电流检测技术的“智能电池”。
这种电池通常采用单线来传递指示电池状态的电池细节信息，还有一根线用于温度测量，出于安全的原因，这根线与负极和正极端子是隔离的。
为了检测电池温度，电池通常内置一个热敏电阻，由该电阻提供正比于电池负极电压的输出信号。
当采用低边检测方案时，可按照如图2底部所示的方式插入检测电阻。
由电池电流产生的检测电压经放大后馈入控制器，再由控制器做出一些必要的处理来调整功率流。
由于检测电压随电池电流而变，这样就会改变电池负极的电压，而温度输出是以负极端子作为基准信号因此就导致温度输出不精确。
低边检测的另外一个主要缺点，体现在电池和地之间意外短路所导致的短路电流不能被检测到。
在图2所示电路中，正极电源和地之间短路会产生足够毁坏MOS开关（S1）的大电流。
然而，尽管有这样的问题，低边检测方案的简单和低成本使得它对那些短路保护不是必要的应用来说有很大的吸引力，因为在这种应用中地线干扰是可以容忍的。
为什么要用高边检测？
高边电流检测（图1b）指的是将检测电阻放在电源电压和负载之间的高位。
这种放置方式不仅消除了低边检测方案中产生的地线干扰，还能检测到电池到系统地的意外短路。
然而，高边检测要求检测放大器处理接近电源电压的共模电压。
这种共模电压值范围很宽，从监视处理器内核电压要求的电平（约1V）到在工业、汽车和电信应用常见的数百伏电压不等。
应用案例包括典型笔记本电脑的电池电压（17到20V），汽车应用中的12V、24V或48V电池，48V电信应用，高压电机控制应用，用于雪崩二极管和PIN二极管的电流检测以及高压LED背光灯等。
因此，高边电流检测的一个重要优势，那就是检测放大器具备处理较大共模电压的能力。
传统高边电流检测放大器
对于工作在5V的典型低压应用来说，高边检测放大器可采用简单的仪表放大器（IA）。
然而，不同的IA架构有着不同的限制，如有限的输入共模电压范围。
另外，IA也比较昂贵，而且在较高共模电压时，低压IA根本无法工作。
因此设计高压高边电流检测所需的放大器是一个艰巨的挑战。
解决这个问题的一个直截了当的方法，就是使用简单的电阻分压器来降低高边共模电压，让这个共模电压落在检测运放的输入共模范围内。
然而，这种方法不仅体积大，成本高，而且像下文说明的那样还可能无法提供精确的结果。
让我们考虑这样一个例子：
在检测电阻上产生100mV检测电压，该电压寄生在10V的共模电压上。
对应100mV满幅检测电压的理想输出是2.5V，最差精度指标是1%。
采用图3所示的简单电阻分压器可将10V共模电压减小10倍。
图3：
实现传统高边电流检测的电路。
配置为差分放大器的运放A1能很轻松地处理1V共模电压。
但Vsense（100mV）同样也被缩小了10倍，因此在差分放大器A1的输入端检测电压只有10mV。
为了提供要求的2.5V满刻度电平，还必须引入第二个放大器A2，并设置为250倍的增益。
值得注意的是，A1的输入偏移电压无衰减地出现在其输出端，同时出现在A2输入端，然后被放大250倍。
由于这些偏移电压是不相关的，它们在A2输入端可能整合为一个平方根和（RSS），并形成等效偏移电压。
假设两个运放都有1mV的输入偏移电压，那么等效偏移电压为：
其中VOS_A1和VOS_A2分别是A1和A2的输入偏移电压。
因此由上述公式可以得出A2输出端仅由输入偏移电压所引起的误差电压为：
250（1.4mV）=350mV
这样，运放偏移电压造成了14%的系统误差。
电阻比失配对CMRR的影响
第二个主要的误差源，是来自与放大器A1的电阻臂相关的公差。
A1的CMRR很大程度上取决于电阻增益设置臂R2/R1和R4/R3之比值。
两个臂中电阻比值即使差1%，也会产生90μV/V的输出共模增益。
使用1%公差的电阻时，电阻臂比值最大变化为±2%，相当于最坏情况下3.6mV/V的共模电压误差。
这样，10V的输入共模电压变化将在A1输出端产生高达36mV的误差（电阻臂变化1%时的误差为0.9mV）。
36mV的误差显然是不能接受的，因为它将导致增益为250的A2出现饱和！
即使电阻臂比值变化1%也会产生放大的误差电压0.9mVx250=225mV。
总误差
总误差等于A1输入偏移电压、A2输入偏移电压、以及由电阻精度引起的误差电压的RSS总和。
如上所述，电阻%1的精度变化加上10V的共模电压变化本身就会产生最大36mV的误差，并使A2饱和。
假设电阻臂R2/R1和R4/R3之间的比值只变化1%，输出误差也将高达0.9mV。
因此总的RSS输入误差电压为：
其中VOS_A1和VOS_A2分别是A1和A2的输入偏移电压，VOS_MISMATCH是由于电阻臂比值1%的变化引起的输入误差电压：
即使我们忽略温度变化，由于放大器A1和A2的偏移电压以及电阻臂比值1%的失配引起的总误差也可能高达1.67mVx250=417.5mV，是满刻度输出的16.7%。
换句话说，417.5mV误差电压看上去像是417.5mV/25=16.7mV的输入偏移误差，这显然是不可接受的。
总误差可以通过使用更高精度的电阻（0.1%）、或具有更好偏移电压规格的放大器来缩小。
但这些措施将进一步增加本来就已经包含了众多元件的系统的成本。
另外，即使没有负载，电阻分压器R4/R3和R2/R1也提供了电源电流到地的流通路径。
这种到地的低共模阻抗在电池供电设备中很关键，因为电阻路径中的漏电会迅速泄漏电池能量。
专用高边电流检测放大器
综上所述，理想的器
升级会员 