C波段卫星信号接收机低噪声放大器的设计.docx
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C波段卫星信号接收机低噪声放大器的设计
C波段卫星信号接收机低噪声放大器的设计
总第30卷第1期
2007年6月
~J-Ju-!
频率
JournalofTimeandFrequency
b1-30NO.1
June,2007
C波段卫星信号接收机低噪声放大器的设计
王磊1,2,胡永辉
（1.中国科学院国家授时中心,陕西西安710600;
2.中国科学院研究生院,北京100039）
摘要:
介绍了一个应用于C波段卫星信号接收机的低噪声放大器（LNA）的设计过程.为达到
低噪声和高增益的目标,该低噪声放大器是利用低噪声的PHEMT晶体管ATF36077（用在第
一
级）和噪声性能良好的微波单片放大器MGA86576（用在第二级）级联设计完成的.测试结
果表明,该低噪声放大器的性能达到了预定指标:
在3.8GH至4.2GHz工作带宽内噪声系
数0.7dB,增益>/36dB,1dB带宽约350MHz.
关键词:
接收机;
中图分类号:
TN722.3
文献标识码:
A
1引言
低噪声放大器:
噪声系数
文章编号:
1001—1544（2007）01-0037—08
低噪声放大器（LNA）在射频接收系统中处于前端位置.对带宽与信噪比已定的各种特定的无线通
讯系统而言,有效提高其灵敏度的关键因素是降低接收机的噪声系数.多级线性系统级联后的噪声系
数的公式为
++
嚣+..
式
（1）中,F为系统总的噪声系数,,和分别是第一级,第二级和第三级线性网络的噪声系数,
GP和GP是第一级和第二级线性网络的功率增益.由式
（1）可知,为降低接收机的整机噪声系数,系
统第一级不仅要具有低噪声系数,而且要有较高的功率增益.因此,噪声特性是LNA设计中主要考
虑的因素,另外,LNA还必须具有一定的增益.
低噪声放大器一般由输人匹配网络,基本放大电路和输出匹配网络三部分组成.对于任何放大器,
它在整个工作频段内必须是稳定的.在LNA匹配网络的设计中,需要选择合适的源反射系数和负载
反射系数.设计的原则主要有三种,一种以实现最小噪声系数为目标;另一种以达到最大功率增益
收稿日期:
2007—03—17;修回日期:
2007—05—23
作者简介:
王磊,女,博士,主要从事微波射频电路设计,卫星导航定位系统抗干扰研究.
38时间频率总30卷
为目标;还有一种则综合考虑噪声系数和功率增益,要求放大器有较低的噪声系数的同时又具有一定
的增益.对于不同的设计原则,相应的匹配电路的结构也不一样.本文采用第三种原则.
2电路设计
我们选用低噪声PHEMT晶体管ATF36077进行低噪声放大器电路的第一级的设计.表1是
ATF36077在特定偏置条件下其噪声特性与工作频率的关系.表1中ATF36077直流偏置条件为
=
1.5V,IDs=10mA,Zo=50Q.由表1可见,场效应管ATF36077的噪声系数非常小,因此常用
来设计LNA的第一级电路.同时ATF36077本身具有非常低的噪声电阻,减弱了输入端阻抗匹配改变时
对噪声性能的影响,有利于设计宽带低噪声放大器.
表1ATF36077典型噪声系数与频率关系
为最小噪声系数,为噪声匹配的最佳源反射系数,尼为噪声电阻.
对低噪声放大器的第二级,采用微波单片放大器MGA一86576,它是惠普公司的一种单片微波集
成芯片.在1.5GHz至8GHz频段内,该放大器均能提供良好的噪声特性和较大的增益,已被广泛应
用于GPS前置放大电路以及C波段卫星接收机的前端电路中.MGA一8657在4GHz频率处的噪声系
数为1.6dB,增益为23dB,1dB压缩点的输出功率为+6dBm.典型参数和噪声系数详见数据手册【".
2.1低噪声放大器的稳定性
绝对稳定指的是在选定的工作频率和偏置条件下,放大器在整个Smith圆图内始终都处于稳定状
态.这个概念对输入,输出端口都适用.
稳定系数k可由下式表达:
:
±i垒[:
i苎:
i丝[
（2）
2Isl2S2lI
（2）式中,.,S.,S.和:
是参数,A=$11S一.S.,器件要达到无条件稳定,一般要同时满
足I△I<1和k>1口j.也有些文献提出k>0.8即可满足稳定性要求.
为了满足稳定性要求,在ATF36077的漏极串连了一个小电阻,这样同时也会使增益下降,因此
要作综合考虑.另外,在ATF36077的源极还可以加上--/J,段微带线（其作用相当于一个小电感）,作
为串连负反馈以提高电路稳定性.实际上ATF36077有两个源极,需要加两个反馈微带.低噪声放大
器的第一级ATF36077的稳定系数和级联后整体稳定系数分别示于图1和图2.从这些图中可以看出
1期王磊等:
C波段卫星信号接收机低噪声放大器的设计39
在3.6～4.5GHz频率范围内均满足稳定性要求.
频率f/GHz
图1ATF36077的稳定系数
频率f/GHz
图2ATF36077与MGA86576级联后整体稳定系数
2.2单向化设计方法
文献[4]指出,当忽略放大器反馈效应影响（S=0）时,功率增益可以近似表示成单向化功率增
益.引人单向化功率增益Gru的概念后,功率增益就可以写为
==
器×器㈤
=GS×CoxGL
其中.
（4）
厂s与厂L分别为源反射系数和负载反射系数.由于增益通常用对数来表示,因此式（3）就可以写成
（dB）=Gs（dB）+Go（dB）+G（dB）.GS和G是与输人,输出匹配网络有关的增益分量,G0是放大管的
增益.通常采用公式（3）,（4）作为放大器及其输人,输出匹配网络近似设计的基础.
MGA86576在4GHz频率处的参数为:
S-=0.30/（一137）,5"12=0.018/950,.=14.49/（一122）,
$22=0.25/（-118）.设输人端13和输出端口均为共轭匹配,即满足.=,S=,那么
一～一～lI=lI厂●●L
时间频率总3O卷
1
而
G0=I（5）
1
3偏置及匹配网络设计
匹配电路的功能是实现两级电路之间的阻抗或者反射系数的转换,可以用作匹配的元件主要有电
感,电容,电阻以及微带线等.一般用Smith圆图作为图解设计工具来设计匹配网络,每个电路元件
对实现特定匹配状态的作用在Smith圆图中可以很清晰地反映出来】,归纳起来有下面两点:
1）电抗元件与复数阻抗串连将导致Smith圆图上的相应阻抗点沿等电阻圆移动.如果连接的是电
感,参量点将向Smith圆图的上半圆移动;如果连接的是电容,参量点将向Smith圆图的下半圆移动.
2）电抗元件与复数阻抗并联将导致Smith圆图上的相应阻抗点沿等电导圆移动.如果连接的是电
感,参量点将向Smith圆图的上半圆移动;如果连接的是电容,参量点将向Smith圆图的下半圆移动.
当工作频率在射频或微波频段时,分立元件的寄生参数效应就变得比较明显了,这时一般用分布
参数元件代替分立元件来设计匹配网络.
3.1ATF36077匹配
低噪声放大器的主要指标是噪声系数,所以对输入端口采用并联分支微带线匹配来提供最佳噪声
匹配,其结果有可能会偏离驻波比最佳的共轭匹配状态,因此驻波比不会很好.对于MESFET（金属
半导体场效应晶体管）来说,其内部噪声源包括热噪声,闪烁噪声和沟道噪声.这几类噪声是相互影
响的,综合结果可归纳为本征场效应管栅极端口的栅极感应噪声和漏极端口的漏极噪声这两个等效噪
声源.这两个等效噪声源也是相关的,如果场效应管输人口有一定的失配,可以调整栅极感应噪声和
漏极噪声之间的相位关系,使它们在输出端口上相互抵消,从而降低噪声系数.对于双极型晶体管也
存在同样机理.
最佳噪声系数;.与偏置条件和工作频率有关,两端口放大器的噪声系数F可以表示为:
F～等×揣（6）
一
般可以通过调整厂S来改变噪声系数,当/'s=/'op.时可以得到噪声系数的极小值F=.
在输出端口进行共轭阻抗匹配以提供最大的增益.输出匹配中,采用了并联分支微带线,匹配到
1期王磊等:
c波段卫星信号接收机低噪声放大器的设计41
5OQ.在PHEMT管的漏极和栅极的直流偏置电路中采用了1/4波长高阻微带线,一般不采用自偏置,
所以在栅极必须提供负偏压.为了获得良好的整体性能指标,器件的两个源极都必须良好接地.
3.2级间及MGA86576匹配
低噪声放大器的第一级和第二级之间的匹配采取分别匹配到5OQ的方式,即第一级的输出阻抗
匹配到特性阻抗5OQ,第二级的输人阻抗也匹配到特性阻抗5OQ.这样设计的优点是可以分别设计
低噪声放大器的第一级网络和第二级网络.
图3是微波单片放大器MGA86576的应用电路结构示意图,端口Vaa处接有一个去耦偏置网络,
由R1,一小段高阻微带线"HIGHZ",旁路电容C1构成,它能够在2—8GHz频段内'实现比较好的
总体性能.与输出微带线连接的27PF电容用来隔离直流电压信号.测试表明,当该电路网络工作
在2—6GHz频段内时,可以用10PF的电容来代替27PF电容,性能会更好.
图3单片MGA86576电路连接示意图
图3中,引脚1是射频信号输人端口,在2—6GHz频段内,前面的隔直电容选为1OPF就可以
了.没有其他输入匹配网络时,在2—6GHz频段内,MGA86576仍然有较好的噪声特性,噪声系数
一
般在2dB左右.为了减小放大电路的噪声系数和回波损耗,需要设计一个简单的匹配网络.因此.
图3中L1可以是直径O.18mm,长2.03mm的金属线,也可以用微带线来代替,线宽取O.5mm,线
长根据使用的频率来定,使得噪声系数最小,如表2所示u.
表2噪声系数最小时频率和微带线长度的对应关系
卫星接收机前置放大器工作在4GHz频率附近,因此以微带线作为L1时,取微带线线宽为0.5mm,
微带线线长为1.3mm.在设计中,印制板的厚度也是需要考虑的一个方面.印制板越厚,寄生电感
也就越大.如果采用FR4印制板材,当厚度为0.8mm时,寄生电感大约为0.1nH,当厚度为1.6mm
时,产生的寄生电感大约为0.2nH.在电路设计中,印制板厚度一般以不超过1mm为宜.本文采用
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的板材介电常数=5.0,板厚0.8mm.
满足噪声系数指标后,为了获得较好的反射系数和功率增益,利用Agilent公司的先进设计系统
（ADS）提供的优化功能是快捷而且有效的一种方式.对于单级ATF36077,其优化目标为:
S（dB）<-10dB,S（dB）<-15dB,t（dB）>14dB
低噪声放大器整体优化目标为:
St（dB）<一10dB,S=（dB）<一15dB,S2,（dB）>38dB
根据优化出来的数据结果,反复调整元件参数,最后可以得到理想的电路结构以及增益和噪声数值.
4仿真与测试结果
仿真结果示于图4至图9.图4,图5和图6分别为低噪声放大器的第一级的功率增益,第一级
ATF36077的噪声系数以及输入输出反射系数.图7,图8和图9分别为低噪声放大器（ATF36077与
MGA86576）级联后的功率增益,噪声系数和输入输出反射系数.
零
磐
鑫
.
图4ATF36077增益
图6第一级输入输出反射系数
量
是
图5二端曰噪声系数
3.o3.23.43.63.84.o4.24.44.64.85.o
频率f/GHz
图7LNA增益
1期王磊等:
c波段卫星信号接收机低噪声放大器的设计43
霎
频率f/GHz
图8LNA二端口噪声系数,频率
墨
蛔j
∽
lm1lIm2llf
req=4.O00GHzIreq:
4.O00GHzlIdB（S（1
1））=-11.9991Bf2,21）=一18.681l
频率f/GHz
图9LNA输入输出反射系数
图7表明,低噪声放大器在4GHz频率附近的功率增益约为38.8dB,1dB带宽接近350MHz,
带内起伏小于0.5dB.由图8可以看到,在频率范围3.8～4.2GHz内,低噪声放大器噪声系数小
于0.6dB,在4.1GHz频率处仅0.40dB.表示低噪声放大器输入输出反射损耗的图9表明,在工作频
率范围（3.8～4.2GHz）内输出反射损耗（dB）<一18dB,在较窄的频带内甚至小于一2.5dB;输入反射
损耗S（dB）<一6dB,在较窄的频带内S-（dB）<一10dB.
低噪声放大器第一级的输入反射损耗不太理想（见图6）,这是因为最佳噪声匹配和最佳功率匹配
往往不能同时达到'.为了获得较好的输入反射系数,可以让噪声匹配稍稍失配,或者增加源极的
电感.但是对于ATF36077而言,不推荐增加源极电感的做法,因为这会使低噪声放大器在高频时稳
定性下降.
5结论
根据以上的仿真分析结果,我们制作了C波段的低噪声放大器,实测结果为:
在3.8～4.2GHz
频率范围内,增益大于36dB,噪声系数小于0.7dB.该放大器满足设计要求,已经应用到C波段接
收组件中.另外,实测结果与仿真结果相比,还存在一定的偏差,这主要是由于仿真时采用的设计的
电路模型假定为无损耗的,而实际上每个元件都是有损耗的.
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2.GraduateUniversityofChineseAcademyofSciences,aeijing100039,China）
Abstract:
Adesignofthelownoiseamplifier（LNA）appliedtoC-bandsatellitesignalreceiverisdescri-
bed.Tomeetthetargetoflownoiseandhighgain,theLNAisdesignedincascadingmode,inwhichthe
ATF33077,alow-noisepseudomorphichighelectronmobilitytransistor,isusedinthefirststageandthe
MGA86576,amicrowavemonolithicamplifierwithgoodnoiseperformance,isusedinthesecondstage.The
testindicatesthattheperformanceoftheLNAisconsistentwiththedemandedtargets:
thenoisefigure
NF0.7dBandthegain36dBforthefrequencyrangefrom3.8GHzto4.2GHz,andtheldBbandwidthof
theINAisabOUt350MHz.
Keywords:
receiver;lownoiseamplifier;noisefigure
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