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扩频通信的抗干扰能力及其改进
总第140期
2004年第2期
舰船电子工程
ShipElectronicEngineering
v01.24No.2
59
扩频通信的抗干扰能力及其改进
向春清胡修林
（华中科技大学电子与信息工程系武汉430074）
摘要综述了对直接序列扩频通信常用的敌方人为干扰，按理论模型计算了直接序
列扩频通信抗敌意干扰的性能，
并综述和分析了提高系统抗干扰性能的干扰抑制技术.
关键词直接序列扩频通信;抗干扰;处理增益;军事通信
中图分类号:
TN914.42
CapabilityandlmprovementofAnti一一 InterferenceinSpread
SpectrumCommunicationSystem
XiangChunqingHuXiulin
（ElectronicsandInfommtionDepartmentofHUI„Wuhan430074）
Abstract:
Thispapersungllarizmtheconllnoli（Jp）Singinterferenceindirect
sequencespread一spectrumcommunicationsys一
tem,anditsanti 一
interferenceopposingperformanceisaccountedaccordingtothetheorymode1.Finallyther
-trnin-interfer—
encetechnologyusedinimprovingtheanti 一
interferenceperfomaanceofthesystemissunmmrizedandanalysed.
Key,vOHls:
directsequencespread 一 spectrumccmmmnication;antiinterference;disposalgain;minitarycommunicationClassnunlber:
TN914.42
1引言
军事通信除了要经受自然干扰（如大气噪声，宇宙噪声）和无意的人为干扰（如工业干扰，邻台干扰）外，还必须准备遭受敌方的有意干扰.21世纪信息战的战场电磁环境对无线通信的抗于扰性能提出了更高的要求.因此通信抗干扰的研究愈演愈烈.扩频通信具有优越的隐蔽性能和抗干扰性能，近年来得到了广泛的研究和应用.本文主要分析了对直接序列扩频通信抗敌意干扰的性能，并研究了提高系统抗干扰性能的干扰抑制技术.
2直接序列扩频通信的干扰分析
对直接序列扩频通信的敌意干扰主要有单频干扰或多频干扰，均匀频潜宽带干扰，波形瞄准式干扰,相关干扰及中继转发式干扰等干扰体制.
2.1单频干扰及多频干扰
强功率的单频干扰，多频干扰,当干扰频率落
收稿日期2003年5月20日，修回日期2003年9月4日入直扩信号的很宽的频带内时，可对各直扩通信实施有效干扰.单频或多频干扰无需掌握敌方直扩通信的伪码序列和伪码序列的类型，也无需掌握信号伪码速率等技术参数，仅需基本掌握敌方直扩通信的中心频率，因而单频或多频干扰技术在技术上最易实现.它仅需使干扰载频瞄准信号的中心频率，既使干扰和信号的载频稍有差异，其干扰效能也无明显降低.但单频干扰的压制系数大于相关干扰，为达到有效干扰，它所需的干扰功率要大.
2.2均匀频谱宽带干扰
均匀频谱宽带干扰属全面拦阻式干扰.在频域上，在干扰频宽内呈均匀的干扰频谱，对各信道的直扩通信（不论其载频是否相同,不论其伪码速率和伪码序列长度是否相同）实施同等强度的有效干扰.是目前对各信道的直扩通信的载频分散，甚至伪码序列类型不同，伪码速率不同时的唯一有效的拦阻式干扰.而且.对直扩通信，跳频通信，组合扩频通信等都能干扰.
2.3波形瞄准式干扰
波形瞄准式干扰是用欲干扰的某特定信道的
向春清等扩频通信的抗干扰能力及其改进总第140期直扩通信伪码序列图案调制的干扰，去干扰该信道直扩通信信号.在频域上，干扰瞄准信号的载频和频宽重合;在时域上，干扰和信号的伪码速率相同，伪码序列图案相同，即时域波形相同.在对直扩通信信号进行波形瞄准式干扰时，除了要确切掌握与干扰信道的载频，伪码速率，伪码序列图案,同步方式等技术参数外，还要确切知道敌方开始通信的时间,这是极难做到的.同时，直扩通信为减少假同步的概率,采用了自相关性能良好的伪码序列，只有当干扰伪码序列和接收机的伪码序列相同且同步，才能具有和信号同样的扩频处理增益,产生明显的干扰.若干扰和接收的伪码序列不同步，即使干扰电平等于信号电平，也无法实施有效干扰.
2.4相关干扰
相关干扰采用伪码调制的干扰体制，实施相关干扰时应使干扰载频接近信号中心频率，干扰的伪码速率和信号伪码速率接近，干扰的伪码序列和信号的伪码序列间互相关程度尽量大，以此增强干扰的效果.因为相关干扰的伪码序列和某种序列的直扩通信电台的各个伪码序列相关，所以它可以对这种序列的各个直扩通信实施干扰.当这种序列的多个信道直扩通信在同一地域，同一载频实现码分多址通信时，单部干扰机采用这种相关干扰，不仅可有效的干扰某特定信道的直扩通信，还可同时对所有这些直扩通信实施拦阻式干扰.为实施最佳相关干扰，要求干扰伪码序列与信号伪码序列能产生最大互相关值.序列的互相关性越大,经相关接收集中于信号中心频率处的干扰能量就越多，通过窄带滤波器的干扰能量也越多.
2.5中继转发式干扰
中继转发式干扰是将通信信号接收下来，经处理后再发射出去,从而破坏对方的通信.因为中继转发式干扰属于与信号具有相同扩频编码的干扰,最佳的干扰效果是干扰的扩频码序列与通信使用的扩频码序列在相位上完全一致.
3直接序列扩频系统的抗干扰能力通常在衡量扩展频谱系统抗干扰能力优劣时，我们引入“处理增益”Gp的概念来描述…,其定义为接收机解扩器输出信噪功率比与接收机输入信噪功率比.即:
一箍出值噬室一量]u
P—输入信噪功率比一[S];
它表示经扩频接收系统处理后，使信号增强的同时抑制输入接收机的干扰信号能力的大小，越大，则抗干扰能力越强.因此，讨论扩频系统抗干扰能力，就要分析它的处理增益.换句话说，处理增益的物理意义表明采用扩展频谱技术后，该系统接收信号的信噪比在相关处理后与相关处理前的差异.3.1扩频码的功率谱密度
扩频系统中使用的是二进制等概率的伪随机码.当码序列周期L足够长和“一1”出现的概率近似相等.设每个码元宽度为Tc,振幅为1,可求得扩频信号k（t）自相关函数Rk（r）和功率谱密度Sk（8）为：
fl）>To
Rk（r）l卜W
（8）=Tc[Sa（c皿⑵]
扩频信号的带宽为B:
Rc（Fh）,（其中R=1亿为扩频码的速率）.设经射频调制后的信号为:
埼尸k⑴oos（bOt+I}）,它的功率谱密度Sg8）为：
Sf（8）=i/4[SIc（8+）+SIc（8一）]
丢Tc{[sa（专）]+[sa（）]}
由此可知,母）的带宽为2R〜Hz.
3.2扩频接收机模型
扩频接收机模型如图1所示.
没接收信号为S（t>2Sk（t）m（t）COS（CoOt+,I}）,k（t）为直扩调制随机码,m（t）为信息码,S为归一化信号功率.W.为发端信号的载波角频率.接收带通滤波器带宽Bk=21%.h（t）=2Kl（t）coso-It是收端产生的本地信号,k（t）,m（t）及kl（t）的幅值均为1.当接受机正确接收时,Tl=Tc（Tl为本地随机码码元宽度）,kl（t尸k（t）,即码型相同,且完全同步.这时，乘法器输出为：
甘宙
i筮生器p-ll--j
相关器
图1扩频接收机模型图
r（t）=S（t）2kl（t）C0Se01t
=v/-m（t）?
{[cos（c咖+81）t+，1}]+[OOs（（咖—8以+]}
2004年第2期舰船电子工程61
通过中频带通滤波器后,取出差频分量d（t尸m（t）[cos（mo一COl）t+tfF]^（U2:
coo—（U1为中频滤波器中心频率，带宽Bm（Hz）为d（t）的带宽，它等于ITI（t）码元速率r的二倍，信号d（t）功率仍为S.设接收机同时还收到其它无用信号，通过接收滤波器后为i（t）,经乘法器输出为：
g（t>i（t）2Kl（t）cOS（I,lt
3.3抗单频正弦干扰和多频干扰设单频正弦干扰为：
i（thCOStJOit（I为i（t）信号的功率）乘法器的输出为：
g（t）=2IKl（t）[cos（计山l）tCOS（i—山l）t]令=一山L若正好落人中频滤波器的通带B内就会形成干扰,g（t）中的差频分量为：
gl（t）=V2IKl（t）cos（mi一山l）t其功率谱为：
rf（山+）Tk]
„llln—■-ISg
（山）TcFJL[.J
门W吉Tc扩频系统的处理增益为：
GNH
多频干扰可以看作单频干扰的组合，若多频干扰频率数为L,则功率谱密度为L?
（山），扩频处理增益为：
GpN:
宰
处理增益不变，但由于干扰信号总功率增大，接收机中频滤波器输出的干扰功率也增大.
3.4抗平稳随机过程的干扰
设接收到的均匀频谱宽带干扰为：
N（t）=n（t）ej（，其中n（t）是独立的，均值为0的带限平稳随机过程，其功率为:
P=1⑴也进入接收机后，从中频滤波器的输出为：
VN（t）:
lh（t—a）.N（a）2Kl（a—r）cos（oladQ
输出噪声功率为:
NQWPn，丧处理增益为:
G=So/No=
》宰
可见，直接序列扩频通信对各种人为干扰都有较强的干扰能力,近似为Rc/r.至于与扩频信号本身的扩频码序列和相位，载频频率和相位完全相同的扩频信号干扰，虽然系统无处理增益，但敌方也很难做到.
3.5抗其它扩频信号干扰
上节中波形扫描式干扰,中继转发式干扰和相
关干扰都属于扩频信号的干扰，只是在扩频码序列与接收端解扩的码序列的相同与否，序列同步的精确与否上存在差别.设干扰扩频信号i（t）为:
i（t）
~/2IK（t）cosm0t
其中K（t）为其他扩频调制信号，并设Tf为干
扰扩频信号的码元宽度，并且TkTc
乘法器输出为：
g（t）=2IKl（t）K（t）[cosGo1+cl]0）t
+COS（山1一（|】O）t]（l）
当式⑴中Kl（t尸K,（t）,cobmo时，即干扰与扩频通信信号载波同步，扩频码相同且同步的情况下,g（t）=2I,处理增益为:
Gp=Ni/No=l
这就为波形瞄准式和中继转发式干扰的最佳情况,此时直扩系统无处理增益.然而，要真正做到上述严格的“瞄准”也非常困难.对一般相关干扰，若式⑴中的差频分量：
KI（t）K（t）[o.s（ool一）t]落人中频带通滤波
器，设Kl（t）K（t）的自相关函数为Rl（r）,功率谱密度为sl（山）,Kl（t）与K（t）之间统计独立.自相关函数为：
RIr（五）:
E[她{KI（t）Kr（t）Kl（t+r）+r）dt]
Ir
觌{ElKI（t）Kr（t）Kl（t+r）Kr（t+r）]dt
lr
=Jim{12TE[Kl（t）Kl（t+r）]E[王（r（t）Kr（t+r）]dt一
若两扩频码相位相同时
,fl〜/]rlWTlR
!
r
（r）10>Tl
Sir（山）_T1『Sill辟1
因而若两扩频码的相位不同，设相位差为vO,为不失一般性，设IvOIWTI/2,
fl—2厂r]WJrOJ
Rl（r）:
_{l一{rl+iVb{厂rIVbI<IrI^Tl—IVbl
10>Tl一IVol因而S,（山）为:
2
S一
f , ,……•
[
向春清等扩频通信的抗干扰能力及其改进总第140期㈤r-z
[]
[『}
其峰值为{{IvoR（Tl—IvoI）}<Tl
设ur2=（ol-coo,~/2IK1（t）K,（t）cosm2t的谱密
度为t/2[〜,（co+ur2）+SL（co—co2）]
若ur2较大,Sl,（co+）与（to—coo）的重叠可
据文献口直扩通信对自身使用的扩频编码完
4扩频系统中抗干扰技术
干扰容限表示了扩频系统在干扰环境下的工
作能力.定义为：
Mj=GI]—[I+（s/N）.]dB
式中:
Mj为干扰容限,G为扩频系统的处理增益，
扩频系统的内部损耗,（S/N）为相关解扩
输出端（即解调器的输入端）要求的信噪比.显然，由于扩频增益G较大,使得干扰容限Mj较大，系统具有较强的抗干扰能力.
在军事通信系统中，一般直扩系统带宽都较宽，在宽带接收的情况下容易受到环境中的强功率信号的干扰（如民用电视,广播的谐波），这些干扰与敌方人为干扰一起，若干扰总功率超过了直扩的干扰容限，则对系统形成了有效的干扰.
为了进一步提高系统的抗干扰能力，可采用干扰抑制技术.下面分析一下目前直扩通信系统可采用的抗干扰技术.
4.1混合式扩展频谱系统
扩展频谱通信有直接序列扩频（DS）,跳频扩
频（FH）和跳时扩频（TH）三种基本方式，但因为各自的抗干扰性能各有优缺点，将三种方式结合起来,可以提高系统的抗干扰能力.如DS/FH系统,一方面，由于DS方式有很高的处理增益，对干扰信号（如宽带干扰，单频干扰）进行频谱扩展使其大部分的功率被接收机的中频带通滤波器所滤除;另一方面，由于FH的载波频率是跳变的，当跳变的频率数足够多，跳频带宽足够宽时，可以躲开干扰信号（如部分频带干扰，单频干扰），这样DS/FH系统具有更高的处理增益.
4.2自适应天线抑制干扰技术
自适应天线系统由多元天线阵和信息处理器组成，当天线工作时,信息处理器的输入和输出特性按一定的算法来调整其内部序数，从而自动地修正和优化天线的方向图,频率响应和极化特性，并搜索和跟踪有用信号，抑制和消去干扰信号.它能在空间，频率和极化方面自动对干扰信号调零;对有用信号提供最大增益.目前在扩频通信中主要有以下几种自适应天线：
⑴波束形成自适应天线阵.它利用波束形成自适应阵,当引导信号到达天线阵时，便给信息处理器提供一个方向信息，在此方向上形成主瓣.
（2）抑制干扰的自适应调零天线.这种天线依照一定的算法准则，进行自适应加数控制,使方向图在干扰能量进入天线系统方向上自动产生零值,从而最大限度地压低干扰电平.
⑶抑制极化干扰的极化调零自适应天线.这种天线用在有用信号和干扰信号的极化方式不同的情况下，用最小均方误差算法对系统进行自适应加权控制,以便对干扰信号的极化调零，而保证有用信号的最大输出.
计算和控制自适应阵权值是自适应天线的关键,主要技术有:
矩阵反演技术，相关环技术和变态随机搜索技术.近年来,自适应天线又有了新的发展，基于方向估计的自适应天线技术，多波束形成技术和智能天线技术应用于扩频通信中，实现了对多个窄带干扰及宽带干扰的抑制［引.
4.3自适应滤波器抑制窄带干扰
扩频信号具有很宽的频带，强的窄带干扰就容易识别和估汁，这样可以在扩频通信接收机的射频部分或在接收机的中频部分或基带部分加入自适应滤波器抑制干扰.
自适应滤波是一种时域陷波技术，也可以采用频率陷波方法，基本思想是窄带干扰的时间相关性很强，可以精确预测,而宽带扩频信号的时间相关
2004年第2期舰船电子工程
性很弱，难以预测.故采用按（；hip码元宽度Tc抽头的单边预测滤波器或双边中心抽头横向滤波器来实现窄带干扰和宽带信号的分离与抑制工4.3.1基于预测的窄带干扰抑制技术基于预测的窄带干扰抑制技术的基本思想是利用窄带信号和宽带信号在可预测性上的差异，得到一个窄带干扰的精确复制，然后在接收信号中消除足够的信号，从而达到抑制窄带干扰的目的.因为窄带干扰是非高斯的，样值间有很强的相关性，可以从过去样值来估算当前样值;而扩频信号频谱平坦，以切普率取样之间几乎不相关.当接收信号同时包含宽带成分，窄带成分时，如果产生了一个接收信号的预测值那么预测值中将主要是窄带信号的预测值.所以在解扩之前从当前信号中减去预测值，将显着减小接收信号中的窄带成分.线性预测干扰抑制滤波器有两种基本结构，干扰基于状态空间的Kalman-Bucy预测器和抽头延迟线结构的有限脉冲响应（FIR）线性预测器.线性内插滤波器可看作是对线性预测滤波器的改进形式.
非线性预测干扰抑制滤波器是针对非高斯噪,i提出的，主要有:
自适应非线性预测滤波器，最小冗余非线性预测滤波器，双非线性滤波器和带判决反馈的单边预测器.
当窄带干扰随机的消失,自适应预测滤波器不能回到常态而导致有用信号能量损失情况，采用HMM（hiddeilMarkovmode1）滤波器可以较好地解决这一问题.
4.3.2基于变换域的窄带干扰抑制技术变换域滤波技术最早采用快速傅立叶变换以及声表面波器件.近年来，变换域抗干扰技术的最新研究主要集中在进一步发展基于滤波器组和子带变换的抗干扰技术方面.Jones在1992年首先提出基于多分辨滤波器组的变换域抗干扰技术的基本框架.由于滤波器组的精确重构特性,该方法可以保证在没有干扰存在时，不使有用信号失真，消除了以往加窗运算所带来的副作用.此外，由于可以自由设计滤波器的滤波特性，此方法在很大程度上改善了不加窗FFT处理带来的频谱泄漏问题.
基于变换域的另一种方案是采用小波变换以及相应的滤波器组来实现变换域滤波，一种抑制噪声的方法是利用正交镜像滤波器（quandraturelnir—rorfilter,QMF）组所构成的二进子带分解树型结构来实现离散小波变换或离散小波包变换.TaZe一bay等介绍了一种新的变换域抗干扰算法——自适应时频去噪声器（ATF）,该算法可以针对不同的输入信号产生不同层次结构的子带分解树，每一次分解采用两个子带或三个子带的原形FIR滤波器组.在子带分解树的形成过程中，只有当一个节点上的变换域能量的紧密度超过时域的紧密度以及
个预先给定的阈值时，该节点才会被继续分解，因此该算法避免了不必要的分解，大大减少了加法和乘法的计算量.同具有固定结构的滤波器相比，ATF的一个最具有发展前景的突破在于它可以自适应地改变子带滤波器组的层次结构，减少了变换域的分割并能更准确地定位干扰信号的频域分布,因而减少了对干扰的敏感程度，是一种稳健的抑制干扰的技术.
变换域抗干扰方法由于具有许多优点,被认为是一种极具潜力的抗干扰策略，在时域很复杂的滤波过程可以在频域通过简单的相乘来完成，而且时域无法实现的理想的滤波器传递函数，如矩形滤波器等,也可以很方便地在频域实现.在扩频通信领域.变换域处理技术可以有效的抑制干扰.
4.3.3码辅助技术
多用户检测技术可抑制数字窄带干扰,Vin-centPoorH等提出了一种称为码辅助技术（code-aidedteconiques）的数字窄带干扰抑制方法并提出固定的和自适应的MMSE检测器淇性能优于预测技术.这是因为预测技术仅利用了窄带干扰的可预测性，而码辅助技术不仅利用了窄带干扰的可预测性,还利用了扩频信号的可预测性（通过抑制的扩展码）.
4.3.4自适应模糊窄带干扰抑制技术
个Sugeno模糊推理系统可以从任意精度上
致逼近任意定义在致密集上的非线性函数，因此具有反向传播学习算法的模糊推理系统可以作为任意非线性动态系统的辨识器，进而组成非线性自适应滤波器.自适应模糊窄带干扰抑制器或自适应线性增强器（AI）可以解决非线性技术所面临的问题，尤其是对非常窄的干扰.无论信噪比是多大，这种方法对窄带干扰的抑制能力都优于所有其它的非线性方法.模糊自适应线性增强器还可以加快捕获时间，更适合于非固定信道.自适应模糊窄带干扰抑制技术是一个研究方向.
5结束语
直接序列扩展频谱通信系统（下转第68页）
68王改娣:
鱼雷跟踪目标深度起伏机理分析及全弹道数学仿真研究总第140期还完成了两个数学仿真试验,其结果体现在每组数
学仿真曲线中即虚线表示鱼雷跟踪声学目标角，
实线表示鱼雷跟踪几何目标角.
⑴仿真条件1
设定搜索深度:
〜38m;目标深度:
一35m;
下限深度:
一50m;上限深度:
一15m;
浅水域.
仿真结果曲线见图1：
O
舶'
呈锄i-Target
瑚
鼬
图1浅水域数学仿真深度跟踪弹道曲线
（2）仿真条件2
搜索深度:
一84m;目标深度:
一70m
上限深度:
一15m;下限深度:
一105m;
初始上限深度:
-30m;深水域.
仿真结果曲线见图2:
0
~一"arget
柚
图2深水域数学仿真深度跟踪弹道曲线从图1和图2中实线表示的鱼雷跟踪几何目（上接第63页）具有较强的抗干扰能力，是军事通信使用中可采用的一种优良的抗干扰通信体制.但当敌方干扰使得超出扩频接收机的干扰容限时，必须采用干扰抑制技术.近年来，民用扩频技术的应用和扩频抗干扰技术的研究和发展给军事通信提供了宝贵的经验，根据实际通信信道的特点和敌方干扰的水平，合理选用扩频抗干扰方案，必将大大提高我军抗干扰通信的水平.
参考文献
[1]查光明，熊贤祚.扩频通信[M].西安电子科技大学标角曲线可以看出，鱼雷直线跟踪命中目标，这与实际情况不符.而从虚线可以看此不管是浅水域还是深水域，鱼雷跟踪声学目标角时均产生了深度起伏现象，而且浅海域比深海域深度起伏尤为明显.其中，图1中深度起伏使鱼雷在命中目标前，两次到达上限深度，两次到达下限深;图2中深度起伏使鱼雷在命中目标前,一次上爬接近上限深度.虚线表示的仿真结果与相同条件下的实航结果十分接近，由此证明，鱼雷在水中是沿着等效声线跟踪目标的.
5结论
本文通过对鱼雷跟踪目标过程中的深度起伏现象进行理论分析，给出了等效声线的建模方法，并进行了鱼雷全弹道数学仿真，得到了与实情况
基本相符的深度跟踪弹道仿真结果，验证了理论分析的正确性，并得出以下几点：
⑴鱼雷在跟踪目标过程中，由于声线弯曲，可能向上跟踪，也可能向下跟踪，所以，出现深度起伏跟踪属于正常现象；
⑵正常情况下，鱼雷到达上限或下限（对于操
雷）只可能发生在深度平面的跟踪弹道段；
（3）鱼雷跟踪目标时，到达上限或下限的控制不影响鱼雷再次发现目标和跟踪.
参考文献
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[2]第七0五所编译.水声建模[C].1995
出版社,1990.12
[2]朱近康.CDMA通信技术[M].北京人民邮电出版社.2001.9
[3]孙鹏勇，直接序列扩频通信系统处理增益的分析[J].辽宁工程技术大学（自然科学版）.2000,19
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[4]葛利嘉，甘仲民.自适应天线的新技术及其在军事通信中的应用
[5]陈岩，安建平,罗伟雄.扩频通信抗窄带干扰技术[几系统工程与电子技术.2003,25
（2）:
147—153
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