双向DCDC变换器设计.docx

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双向DCDC变换器设计

用于锂电池化成系统的桥式DC/DC变换器

摘要：

随着锂电池在生活中各个方面的广泛普及，锂电池在生产过程中重要的化成环节逐渐成为关注的焦点。

本文主要设计介绍了使用于锂电池化成系统的桥式变换器部分，包含计算机监控、DC/DC双向变换器。

双向DC/DC变换器通过调节MOSFET的占空比，实现对锂电池的智能充放电。

本文对双向DC/DC变换器的工作原理进行了分析，并通过样机对预期功能进行验证。

关键字：

电池化成；双向DC/DC变换器；实验分析

Abstract：

Asthelithiumbatterybecomesmoreandmorepopularineveryaspectsofourlife,batteryformation,acriticalprocessinbatteryproduction,drawsplentyofattention.Thispaperintroducesafullbridgeconverter,whichusedinaformationenergyfeedbacksystemoflithiumbattery,includingaPCmonitorandaDC/DCbi-directionalconverter.Thebi-directionalDC/DCconvertersystemcanrealizetheintelligentcharginganddischargingofthelithiumbatteriesbyadjustingthedutyratioofMOSFET.TheworkingprincipleofDC/DCbi-converterwasanalyzed,andtheexperimentalprototypefunctionwasvalidatedthroughexperiments.

Keywords:

batteryformation;DC/DCbi-directionalconverter;experimentalanalysis

1引言

进如21世纪以来，随着环境问题、能源问题与社会发展问题的矛盾日益突出，发展节能减排的绿色经济以成为全社会关注的焦点。

蓄电池作为能量储存的主要装置，以成为社会生活中不可或缺的一部分，需求量逐年增长，其中锂电池以其能量密度高，寿命长，放电电压稳定，污染小，质量轻，自放电小，循环寿命长等优点，逐渐取代传统的铅酸、镍镉电池，成为市场的新宠儿。

故锂电池的广泛发展很好地符合绿色经济的要求，缓解环境和能源的压力。

在锂电池生产过程中必须要经过电池化成这一工序，锂电池的化成是指对新生产电池初次充放电的过程，即利用化学和电化学反应激活，使电极上的活性物质转化成具有电化学特性的正、负极板，是影响电池寿命的重要环节。

锂电池的化成过程要求非常严格，一般分为恒流充电，恒压充电，涓流充电和恒流放电四个过程，各个环节之间区别在于充放电过程中的电压和电流不同，以保证对锂电池良好的性能。

DC/DC变换器，也成为斩波器，是锂电池化成系统中的一个重要部分，原理是将某一种的直流电压转换为所需的另一种电压值不同的直流电压。

在锂电池化成系统中，双向DC/DC变换器主要负责对充放电过程进行监控管理，根据最佳充电曲线对充电方式进行调整，并且对电池起到保护作用。

不同于单向的DC/DC变换器，双向DC/DC变换器可以工作在正向和反向两种状态，实现能量的双向传输。

因此，可以说双向DC/DC变换器的工作性能直接影响化成系统的总体功能，从而决定锂电池的使用效率和性能。

目前，国内采用传统的电阻放电装置和相控式有源逆变放电装置对电池化成中的放电过程进行处理，前者虽然结构简单，成本较低，较为普及，但会对能量造成极大的浪费，特别是在大容量电池的生产中。

据统计，规模较大的电池生产厂家在电池化成中电能的费用占到生产成本的百分之二十至百分之三十。

而后者也具有体积笨重和噪声污染大、交流输出功率因数低、对电网谐波污染严重等缺点，故很少采用。

本文介绍的主要内容是一套双向DC/DC变换器系统。

其结构如下图1.1所示。

系统工作时，通过上位机监控变换器的工作，并与其进行通讯，传输工作指令和实时数据。

当锂电池需要充电时，由上位机通过总线对双向DC/DC变换器发送充电指令。

双向DC/DC从48V蓄电池中获取能量，按智能充电曲线对锂电池充电。

当锂电池需要放电时，通过上位机对双向DC/DC发送放电指令。

双向DC/DC变换器从锂电池获取能量，将能量反馈会48V蓄电池内，实现了能量的反向输送。

2双向H桥DC/DC变换器拓扑分析

2.1双向DC/DC变换器

按照双向DC/DC变换器拓扑结构的特点，可将其分为隔离型和非隔离型两种。

其中隔离型拓扑主要包括：

反击式变换器，正激式变换器，推挽式变换器，桥式变换器以及其他一些混合式的隔离型变换器。

而非隔离型拓扑主要有：

双向Buck/Boost变换器，双向Buck-Boost变换器，双向Cuk变换器，双向Sepic/Zeta变换器。

上述的隔离型变换器和非隔离型变换器都可以实现能量的双向流动。

其中隔离型双向DC/DC变换器虽然可以实现输入输出侧大变比，同时也能够满足在不同功率等级时的应用需求，但当应用与输出侧低压，大电流的场合时，存在着运行效率低以及变压器设计困难的问题。

然而，非隔离型变换器虽然也可以满足不同动率等级时的应用需求，并且能够实现输出侧低压大电流的应用需求，但只能工作是电压转换比小，即当输入侧和输出侧电压差较大时，难以在PWM占空比很小时对其进行精确的调节。

故在设计本次锂电池化成系统中所需的双向DC/DC变换器时，根据实际需要，一方面要满足在变压比很大时，实现对输出侧电压精确调节的目的，同时也避免了对隔离变压器的设计，故最终采用了可实现宽范围输出的双向H桥DC/DC变换器的主电路拓扑，如下图2.1所示：

图2.1双向H桥DC/DC变换器

2.2双向H桥DC/DC变换器结构分析

双向H桥DC/DC变换器的拓扑结构主要由4个桥臂组成，每个桥臂主要由一个MOSFET开关管和一个反并联二极管构成，将VT1和VD1构成的桥臂成为桥臂1，其他依次类推。

通常把1,4桥臂作为一对，2,3桥臂作为一对，控制一对桥臂同时开通或关断。

双向H桥DC/DC变换器可以看做是两个双向Buck/Boost变换器输入端并联，输出端串联而成的一个复合型变换器，这样的结构可以有效的扩大变换器的容量，以便适用于不同容量等级需求。

现将双向H桥DC/DC变换器的输出电压设为U0,输出电流为I0，同时在直角坐标系中以I0为横坐标，为U0纵坐标，那么上述变换器可以实现电压，电流均可逆的四象限运行。

在第Ⅰ，Ⅱ象限工作时，通过调节VT1~VT4的开断状态，可以实现Uo≥0，Io可逆的二象限DC/DC变换器，同理在Ⅲ、Ⅳ象限工作时，可实现Uo≤0，Io可逆的二象限DC/DC变换器。

由于在锂电池充放电过程中的四种状态分别为恒流充电，恒压充电，涓流充电和恒流放电，故前三种充电状态都工作在第一象限，最后一种放电状态则工作在第二象限。

现根据双向H桥DC/DC变换器工作状态对其进行分析：

设变换器中各VTi的导通占空比为Di在正常工作状态下，VT1VT4同时导通,占空比为D1和D4;VT2,VT3同时导通,占空比为D2和D3,两对桥臂驱动波形彼此互补切带一定死区为Ds则输出电压表示为：

则得到输出电压与输入电压之间的关系式为：

由以上公式可得：

改变两个占空比D1和D2之差就可以实现对输出电压进行宽范围的调节的目的。

此外由于占空比D1和D3之间存在着一定的关系，即：

由此可见，在实际中只需要调节一个占空比，就可以实现对输出电压进行调节。

当蓄电池需要进行充电时，直流侧48V作为输入，电池侧12~14V的输出；当蓄电池需要进行放电是，可以通过控制D1，D2之差，使双向H桥DC/DC变换器工作在逆变状态向直流侧放电。

2.2双向H桥DC/DC变换器工作状态分析

2.2.1正向工作状态模型分析

双向H桥DC/DC变换器在正向工作模式下，一个开关周期内，共有2个开关状态。

由于在给电池化成是，主电路的输出电流应该与电池充电给定电流方向相同，同时应保持充电电流连续，故以下只讨论电流正向，连续的工作状态。

变换器输出电流正向，连续时电流立项工作波形如图2.2所示。

图2.2正向工作输出波形

状态1（0~t1阶段）:

等效电路如图2.3所示:

图2.3正向工作时状态1等效电路

此时变换器中VT1,VT4处于导通状态,VT2,VT3处于关断状态，48V的直流电源Ui连接着变换器的输入端，电流经48V电源正端，VT1，滤波电感L1，输出端蓄电池，滤波电感L2，VT4回到电源负端。

在状态1内，由于输出端电流为正，电感承受正向的电压，电感电流直线上升。

在这段区间内，48V电源输出能量，蓄电池两端电压和电流都是正向，故从直流源吸收能量；同时电感两端的电压和电流都是正向，故处于储能状态。

因此，在状态1阶段内直流源给电感和电池传输能量。

对电感两端电压UL，电流iL计算如下：

在t1时刻时，VT1和VT4关断，此时电感上电流达到最大值Imax。

状态2（t1~t2阶段）:

等效电路如图2.4所示：

图2.4正向工作时状态2等效电路

此工作状态VT2,VT3处于导通状态,VT1,VT4处于关断状态。

由于电感电流不能突变，流过蓄电池和电感上的电流Io方向不变，VT2,VT3工作在反向导通，48V的直流电源Ui连接着变换器的输入端，电流经48V电源负端，VT2，滤波电感L1，输出端蓄电池，滤波电感L2，VT3回到电源正端。

在这段时间内，电源电压时正向的，电流时反向的，故有能量向直流电源反馈；与此同时电池两端电压和电流都为正，故电池处于充电状态；电感两端电压时反向的，电流为正，故其能量减小，电感对电源和电池释放能量。

对电感两端电压UL，电流iL计算如下：

在T时刻时，电流下降到最小值Imin：

在变换器实际工作中，需要考虑死区时间。

如何没有死区时间，可能会出现上下桥臂同时导通的状况，导致48V直流母线短路。

为了防止上述现象，确保功率开关管的可靠关断，需要在驱动信号内加入死区时间，相应的死区时间内工作等效电路如图2.5所示：

图2.5正向工作时死区时间的等效电路

死区时间是工作在状态1和状态2之间，VT1,VT2VT3,VT4处于都不导通的状态，电流的方向和状态2类似，经48V电源负端，VD2，滤波电感L1，输出端蓄电池，滤波电感L2，VD3回到电源正端，处于续流状态。

可见死区时间和状态2的结果是一样的，故理论上把死区时间计算在状态2中。

上述是对电池充电状态时的分析，可得，能量从48V直流母线正向流动到电池内，电池能量一直增加。

2.2.2反向工作状态模型分析

双向H桥DC/DC变换器在反向工作状态时，一个开关周期内，也有2个开关状态。

与正向工作状态时相反，主电路的输出电流与蓄电池的给定充电电流方向相反，同时为了保证持续可靠工作，现分析电流处于连续工作的状态。

电流反向，连续时，反向工作状态时的理想输出波形如图2.6所示：

图2.6反向工作输出波

状态1（0~t1）：

等效电路如图2.7所示：

图2.7反向工作状态1等效电路

当双向H桥DC/DC变换器工作在反向工作，状态1时，VT2,VT3处于导通状态,VT1,VT4处于关断状态。

48V的直流电源Ui连接着变换器的输入端，电流经48V电源正端，VT3，滤波电感L2，输出端蓄电池，滤波电感L1，VT2回到电源负端。

在状态1内，由于输出端电流为负，电感承受的电压为负，流过电感的电流反向上升。

在这段时内，48V电源的电压和电流都为正向，所以向外输出能量；蓄电池两端的电压为正，电流反向，故蓄电池输出能量；而电感两端的电压和电流都是反向的，故电感处于储存电能的状态。

按上述分析，在状态1阶段内直流源和蓄电池给电感传输能量。

状态2：

等效电路如图2.8所示：

图2.8反向工作状态2等效电路

双向H桥DC/DC变换器工作在反向工作状态2是，VT1,VT4处于导通状态,VT2,VT3处于关断状态。

48V输入电压加在输出端，由于电感中的电流不能突变，流过蓄电池和电感的电流为负，VT1,VT4工作在反向导通，48V的直流电源Ui连接着变换器的输入端，电流经48V电源负端，VT4，滤波电感L2，输出端蓄电池，滤波电感L1，VT1回到电源正端。

在这段时间内，电源电压时正向的，电流时反向的，故有能量向直流电源反馈；与此同时电池两端电压为正，电流都为负，故电池处于放电状态；电感两端电压正向，电流为负，故其能量减小，电感和电池对电源反向传输能量。

与分析正向工作状态时的死区工作状态相同，死区时间内VT1,VT2VT3,VT4处于都不导通的状态，电流的方向和状态2类似，经48V电源负端，VD4，滤波电感L2，输出端蓄电池，滤波电感L1，VD1回到电源正端，处于续流状态。

可见死区时间和状态2的结果是一样的，故理论上把死区时间计算在状态2中。

上述是对电池放电状态时的分析，可得，能量从电池反向流动到48V直流母线内，电池能量一直减小。

3硬件电路分析设计

3.1器件参数选择分析

本装置的主要技术指标：

变换器的额定功率为2kW，充电时输入电压为48V，输出电压为12V~14V，输出电流0~20A，开关频率100kHZ;工作在恒流放电时，最大放电电流20A，当蓄电池电压低于10.4V时停止放电，转为停机状态。

3.1.1主开关管的选择

在选择功率开关管的时候，主要考虑开关管的额定电压、额定电流以及内部寄生二极管等参数。

结合实际需求以，本次双向H桥DC/DC变换器选择MOSFET作为开关器件。

考虑到直流侧输入电压为48V，开关管能安全工作时一般留有2倍的电压裕量96V。

根据市场上各MOSFET的参数表，选择额定电压大于150V的MOSFET开关管。

由于本次系统的最大充电电流设定为20A，留取2~3倍的电流裕量，选取额定电流大于60A的功率管。

在寄生二极管的选择时，需要考虑开关频率，在100kHZ的开关频率工作时，需要寄生二极管具有较快的反向恢复能力，同时能承受较高的反向电压。

结合上述因数，最终选择了Fairchild公司的FDP2532作为主开关管，参数如表3.1所示：

Uces

Ic

ton

toff

tr

tf

rDS

150V

79A

69ns

39ns

30ns

17ns

14mΩ

表3.1FDP2532主要参数

3.1.2滤波电感参数的计算

（1）电感值计算

滤波电感在电路输出端起到稳定输出电流，降低电流纹波的目的。

根据需求，本次设计电感电流的波动范围在10%Io内。

以下给出电感值计算：

在一对开关管，如VT1,VT4导通时，一个电感L1或L2两端的电压值为（Ui-Uo）/2，故：

式中dt为一个周期内的导通时间，则电感L的表达式为：

为了保证电感在临界情况下电流连续，需要满足：

将上述公式带入电感表达式，可得：

为了使滤波电感电流连续并且电流最大纹波值在10%Io，电感值为：

（2）电感磁芯选择

电感电流中直流分量较大，交流成分较小，工作在连续状态。

综合考虑磁芯工作状态、损耗和体积，选择采用宽恒磁导率、高饱和磁通的磁芯材料，本文选用由浙江科达磁电有限工作提供的3种磁芯材料，型号分别为KS141-060A,KS157-040A,KS141-060A,KS157-026A。

三种电磁铁芯材料相同，大小不同。

为了验证滤波电感对输出性能的影响，实验中将分别实验不同电感的工作性能。

3.2硬件电路分析设计

3.2.1驱动电路分析设计

（1）PWM发生电路

由双向H桥DC/DC变换器拓扑结构可知，为了驱动2对工作相位相差180o的MOSFET功率管，需要双脉冲才能够满足条件；同时，为了降低滤波电感的体积，本次采用了提高开关频率的方法，最终采用了常用的PWM发生器SG3525芯片。

SG3525是一种性能优良、功能齐全和通用性强的单片集成PWM控制芯片，它简单可靠及使用方便灵活，输出驱动为推拉输出形式，增加了驱动能力；内部含有欠压锁定电路、软启动控制电路、PWM锁存器，有过流保护功能，频率可调，同时能限制最大占空比。

具体的PWM发波电路如图3.1所示：

图3.1PWM波发波电路

从检测端输出的电压或电流反馈值和电压或电流给定值分别输入到SG3525内部误差放大器的两端，即1脚和2脚；同时，通过1脚链接一个CD4052芯片，再链接到SG3525的9脚，即内部误差放大器的输出端，构成一个模拟PI调节器。

SG3525的5脚外接电容和6脚的外接可调电阻可以用来改变PWM波的频率。

SG3525的13脚为输出端，通过将11脚和14脚短接，可实现其占空比的可调范围为0~1，具体占空比由1脚和2脚电压差决定。

（2）死区产生电路

在双向H桥DC/DC变换器中，由于开关管的结电容的存在，其两端的驱动电压不会突变，需要一定的延时，故在开关管开通和关断时，都存在一定的延时时间。

由于，上下桥臂上的两个开关管的驱动信号是反向的，如果在一个开关管关闭的同时，立即开通另一个开关管，由于延迟的存在，可能会出现两个开关管同时导通，即上下桥臂同时导通的情况，那就相当于48V直流侧直接接在两个开关管的两端，会产生很大的电流，使器件损坏。

为了避免上述现象的发生，需要在开关管的驱动信号中加入一段死区时间。

死区产生电路如图3.2所示：

图3.2死区产生电路

本次死区产生电路的原理是由RC组成的充放电延时电路，整个过程如下：

1端输出严格高低电平的PWM驱动波形，经过反相器，输入到一个缓冲器中，经过一个RC电路时，在高电平时以τ=RC的时间参数对电容进行充电，输出端的驱动波形以指数形式上升，当达到电容充满时，保持高电平；同理当RC电路输入端为低电平时，电容通过电阻进行放电，输出电平缓慢下降至低电平，并保持。

可见，通过上述充放电过程，驱动波形得到后级迟滞比较器处理，形成两路互补带死区的PWM驱动波形，通过调节合理的电容和电阻值，调节时间参数，就可以实现对死区时间的调节。

（3）驱动电路

PWM经上述死区产生电路处理后还不能用于MOSFET的驱动，主要原因是其电压峰值为5V左右，如果直接用于驱动开关管，不能保证开关管的正常有效导通，故需对PWM驱动信号进行处理，使其电压能够达到满足驱动开关管的要求。

故采用以芯片IR2110为核心的驱动电路，将5V左右的PWM波转换为用于MOSFET驱动的12V左右的PWM波。

图3.3为驱动电路：

图3.3驱动电路

上图为驱动电路的拓扑，为了驱动4个开关管，需要2个IR2110芯片，每个芯片输出相反的两个信号，分别用于驱动一个上下桥臂的MOSFET。

当LIN为高电平，HIN为低电平时，D1芯片中的G1输出低电平，开关管VT1关闭，G2输出高电平，开关管VT2开通；而D2芯片的LIN和HIN相反，故G3输出高电平，开关管VT3开通，G4输出低电平，开关管VT4关断。

利用上述驱动电路，可以成功驱动双向H桥DC/DC变换器的4个MOSFET开关管。

（4）状态切换电路

电池的充电时有三个过程，放电时有一个过程，由于每个状态的给定电压或电流值都不同，需要通过上位机发送命令控制其各个过程的选择与切换，同时需要对比反馈值来控制占空比。

上述功能主要通过CD4052以及外围电路选择不同工作状态时的给定值，具体电路如图3.4所示：

图3.4状态切换电路

CD4052内部有两组传输门，输入X0、X1、X2、X3经过一传输门和输出X相连，输入Y0、Y1、Y2、Y3经另一传输门和输出端Y相连，控制端A、B的不同组合来确定选中所需状态的信号。

Y值为4中状态的给定值，X值为电路采样的反馈至，通过两者比较，实现闭环控制。

（5）电压电流采样电路、保护电路

对双向H桥DC/DC变换器采用闭环控制，以达到稳压或稳流的目的。

因此，需要对蓄电池两端的电压和电流值进行实时采样监控，将采样值经电路处理后与各个状态的给定值做比较，通过差值来控制PWM驱动信号的占空比，从而实现对电路的闭环控制。

由于在电路设计时，将模拟端和数字端隔离的方式，故对电压电流的采样都分为模拟采样和数字采样两部分。

模拟电压采样采用分压电阻法，具体电路如图3.5所示：

图3.7电阻分压采样电路

在蓄电池两端进行电压采样，通过电阻分压后得到两个电压Uo1和Uo2，通过比较器得到两电压的差值，经放大后得到采样电压U2，输入到CD4052的反馈端，实现电压的闭环控制。

数字端的电压采样采用LV28-P霍尔传感器，电路拓扑如图3.8所示

图3.8霍尔电压采样电路

霍尔传感器精度高，温飘小，抗干扰性好，有利于精确显示实时数据，同时实现智能状态切换。

由于霍尔传感器通过采样电阻得到一个采样电流，同样输出的是电流信号，其比为1000:

2500，原边额定电流为10mA,故为了保持测量的精度，要是采样电压除以采样电阻和内阻的值在10mA附近，故选择1kΩ的采样电阻。

电流采样运用LA55-P霍尔电流传感器，通过霍尔传感器在主电路输出端的采样，将其输出值经电流采样处理电路后，数字侧输出给单片机，模拟测输入到反馈值和保护电路。

具体电路如图3.9，图3.10和图3.11：

图3.9霍尔电流、电压采样电路

图3.10模拟采样电流处理电路

图3.11数字采样电流处理电路

霍尔电流传感器的变比为1000:

1，即采样为1A时，采样输出为1mA。

经传感器得到的电流信号I_bat和I_bat_CPU，通过电阻R47和R48，将电流信号转化为电压信号，通过一个跟随器将其输入到CPU或是作为回馈值输入到CD4052的电流反馈段。

AD采样时需注意的是：

采样输入值不应大于3V，以免损坏单片机。

通过AD电压和电流采样的处理电路有所不同是因为输出电压恒为正，而输出电流可能为负，故电流采样处理电路需要一个上拉电压。

电路的保护除了软件保护盒保险丝之外，还需要额外的保护电路，当电流超过一定值时，通过硬件电路将驱动电路关断。

具体电路如图3.12所示：

图3.12电流保护电路

经霍尔电流采样输出的电流信号I_bus进电阻转换为电压信号，当其值大于由R23和R30分压得到的放大器反向输入端电压时，SD为正电平，接到IR2110的SD端将其关闭，不再输出驱动信号。

同时Over1和SD相反，在死区电路中关闭输入到IR2110的信号，达到电流保护的作用。

才外，保护电路具有自恢复能力，当电流小于一定值时，能重新恢复驱动的工作。

以上就是对双向H桥DC/DC变换器中的各个关键硬件电路的具体分析，包括了开关管选择、滤波电感选择、驱动电路、死区电路、信号选择电路、电压电流采样电路和保护电路。

4系统结构与控制

4.1系统结构

整套蓄电池化成系统如下图4.1所示：

图4.1蓄电池化成系统结构图

系统由48V直流母线，双向DC/DC变换器和上位机监控组成，每套双向DC/DC变换器对应一组需要化成的锂电池，锂电池数量根据整体容量匹配而定。

通过控制双向DC/DC变换器来控蓄电池和48V直流母线之前的能量流动。

当要对蓄电池进行充电时，上位机通过通讯RS485总线向DC/CD变换器发送充电指令。

此时，48V直流母线通过DC/DC变换器向蓄电池提供能量，DC/DC变换器通过实时监控蓄电池两端的电压和流过蓄电池的电流来进行恒流充电，恒压充电，恒压均充三种状态的切换，以满足智能充电曲线的要求。

当蓄电池需要放电时，通过上位机发送放电指令，蓄电池中