第二十章直流电力机车速度调节.docx
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第二十章直流电力机车速度调节
第二十章直流电力机车速度调节电力机车作为电气化铁道的牵引动力，为充分发挥其功率，提高运输能力，要求机车的牵引力和速度均能在宽广的范围内均匀而经济地调节。
一般情况下机车牵引列车的整个过程是由停车状态开始，经过起动加速再逐渐提高速度，直到机车工作在其自然特性上，此后司机根据列车运行图的要求及线路纵断面的变化随时进行速度调节。
进站停车前进行制动，降低机车速度，直至最后停车。
列车的整个运行过程，情况虽然很复杂，但概括起来，却只存在起动、调速、制动三种基本的运行状态。
这三种基本运行状态实质都是速度的调节，只是起动和制动是调速的两种特殊形式而已。
因此，电力机车速度调节是牵引列车运行时最为根本的任务之一，也是完成运输任务的主要手段之一。
电力机车是以牵引电动机作为传动设备的，所以电力机车的调速本质上是牵引电动机的调速。
不同种类的电力机车、选用牵引电动机的种类不同，调速的方式就不同，而调速方式又会影响机车的牵引性能、功率因数。
本章将分别讨论不同传动形式电力机车的调速问题，并重点讨论整流器电力机车的速度调节。
通过本章的学习，应达到以下目标：
1、掌握交直型整流器机车相控调压调速的原理；
2、掌握机车上常用的磁场削弱方法；
3、了解电压调节下、磁场削弱下的机车特性。
第一节概述
一、电力机车调速的基本要求电力机车无论采用何种调速方式，从运行安全的角度出发，下列基本要求都必须得到满足：
1、宽广的调速范围。
只有具备宽广的调速范围才能满足列车运行速度不断提高的需要；
2、冲击力小，牵引力变化连续。
速度调节应力求平稳，不间断牵引电动机的供电，并且有尽可能多的速度运行级，从而避免电流和牵引力的冲击；
3、调速经济。
在保证速度范围的情况下，附加设备要少，且尽量减少附加能量损耗；
4、运行可靠，控制简单，操作方便。
二、电力机车的调速方式
1、具有直（脉）流牵引电动机机车的调速
直直型和交直型电力机车均采用直（脉）流牵引电动机做牵引动力。
根据机车速度计算公式（1-2）知机车的调速方案应有下列几种：
（1）改变牵引电动机回路电阻R
在牵引电动机回路中串入启动调压电阻，通过改变电阻阻值来调节机车的速度。
因为牵引电机回路电压较高，电流也比较大，附加的调节电阻的损耗会使牵引电机的效率降低，所以用这种方法调速并不经济。
又因为启动调压电阻本身是分段的，在调速的过程中势必造成机车牵引力有冲击。
因此，在机车上并不使用这种方法，目前所用机车仍采用改变牵引电动机的电源电压以及削弱牵引电动机磁场的调速方法。
（2）改变牵引电动机的端电压U口
直流电力机车的牵引电动机电源直接取自接触网，所以可以采用改变牵引电动机的连结方式（如全串联、串一并联结合，全并联），来改变牵引电动机的端电压。
这种调速方法无能量消耗，但只能做有级调节，且调速级有限（一般为2-3级）。
随着电力电子技术的发展，现代直流电力机车如城市地铁，采用斩波器进行调速。
它取消了起动电阻，利用斩波的原理可对牵引电机的端电压进行连续、平滑的调节，因此机车的性能大为改善。
在整流器电力机车上，接触网电压需经变压器降压和整流装置整流后，再供给牵引电动机，因而这种机车可用改变变压器一次侧、二次侧电压的方式进行有级调速，或者利用晶闸管整流元件，通过改变晶闸管移相角的方法来改变整流输出电压，从而进行平滑无级调速。
（3）改变磁通量①
这种方法在直流电力机车和整流器电力机车上都得到应用，即所谓的磁场削弱调速。
（这个问题将在本章第二节中专门讨论）
无论调节电压或调节磁通量，都不产生附加的能量损耗，因而得到的速度级称为经济运行级。
机车在经济运行级上可以长时间运行
第二节励磁调节
所谓励磁调节，就是通过调节流过牵引电动机的励磁电流，从而改变牵引电
动机主极磁通的方法进行调速，亦称磁场削弱调速。
一般情况下，要进行磁场削
弱调速，必须是在牵引电动机端电压已达到额定电压，而牵引电动机电流比额定值小时实施。
磁场削弱的目是扩大机车的运行范围，充分利用机车功率。
本节主
要讨论磁场削弱系数的概念，磁场削弱方法以及磁场削弱时机车特性。
一、磁场削弱系数
磁场削弱系数用B表示，磁场削弱系数定义如下：
在同一牵引电动机电枢电流下，磁场削弱后（削弱磁场）牵引电动机主极磁势与磁场削弱前（满磁场）牵引电动机主极磁势之比。
其表达式为：
式中：
（IW）b——磁场削弱后主极磁势；
（IW）m——磁场削弱前（满磁场）主极磁势。
它表明了牵引电动机主极磁势削弱的程度。
例如B=40%即表示削弱后电机主极磁势仅为削弱前电机主极磁势的40%,其余60%被削弱掉了。
B愈小，则表明磁场削弱愈深。
当电机磁路不饱和时，可以用磁通代替磁势，但当电机磁路饱和后，不能用磁通代替磁势，两者的差别较大。
二、磁场削弱的方法
根据式（20-1），磁场削弱的方法有两类：
1.改变励磁绕组匝数
改变励磁绕组匝数，即将牵引电动机励磁绕组分段，通过改变牵引电动机励磁绕组的有效匝数，使流过牵引电动机电枢的电流只通过一部分励磁绕组（有效匝数），来达到削弱磁场，此时磁场削弱系数B的表达式为：
ImWWb
ImWmWm
式中：
Im=Ia——牵引电动机电枢电流
w——牵引电动机磁场削弱后励磁绕组匝数wm——牵引电动机满磁场时励磁绕组匝数。
由上式可以看出，采用励磁绕组分段进行磁场削弱时，磁场削弱系数B仅与分段绕组的匝数比有关，与电流值无关。
通常直流电力机车利用牵引电动机励磁绕组分段法进行磁场削弱调速。
采用
励磁绕组分段法的优点是磁场削弱系数精确，不足的是电机内部结构变得复杂。
一般采用电机串一一并联转换法获得，但用此法获得的磁场削弱级数有限，并且要求各电机励磁绕组的电阻值精确，否则，电机励磁绕组电阻值的微小差别，都将引起电机磁场削弱系数不一致。
采用励磁绕组分段法磁场削弱的原理如图
20-1。
图20-1励磁绕组分段法原理图
2•改变励磁绕组的电流
改变励磁绕组的电流，也就是使牵引电动机电枢电流中的一部分流过牵引电
动机的励磁绕组，从而完成磁场削弱。
此时磁场削弱系数B的表达式为：
mW
式中：
Ip——牵引电动机磁场削弱后流过励磁绕组的电流,
I——牵引电动机满磁场时流过励磁绕组的电流，即电枢电流。
m7
改变励磁绕组电流的方法可有以下几种:
（1）电阻分路法
电阻分路法就是在励磁绕组的两端并联电阻对励磁电流进行分路，从而达到削弱磁场的目的，原理见图20-2所示
图20-2电阻分路法原理
满磁场时，接触器1未闭合，此时牵引电动机电枢电流la全部流过励磁绕组,
lL=la，其磁势为laW;削弱磁场时，接触器1闭合，磁场削弱电阻R并联在励磁绕组两端，对励磁绕组起分流作用。
此时电枢电流被分为两路，一路流过电阻R
的电流Ir,另一路流过励磁绕组的电流Il,此时磁势为IlV，la=lr+Il，磁场削弱系数B的表达式为：
lWIlW亘h
lWm|aW|a|l|r
上式说明，B值的大小仅与两支路中电流的分配有关，而与电机励磁绕组匝
数无关。
若设励磁绕组的电阻为R,因为llR=IrRi，且la=ll+Ir所以导出下式：
（20-2）
ILRl
IlIrRRi
式（20-2）说明B值取决于励磁绕组和分路电阻的电阻值。
对确定的牵引电
动机来说，励磁绕组阻值为定值，因此，分路电阻值R的数值就决定了磁场削弱
系数B的大小。
要改变磁场削弱系数，只须改变分路电阻的阻值即可。
在实际的牵引电机电路中，励磁绕组的两端直接并联着一个不可调节的分路电阻&,称为固定分路电阻，其作用与R不同，是为了改善牵引电动机的换向
电阻分路法因为励磁绕组结构简单，磁削系数调节非常方便，同时附加电能
损耗很小，调速后的效率不致降低，是一种经济的调速方法。
因而在交流型电力机车上得到广泛地应用。
应当指出，电阻分路法要求各电机的分路电阻值必须精确一致，否则会造成各电机的B值不一致，磁场削弱程度不一致。
同时应当特别注意的是，上述关于磁场削弱系数B的讨论是在电路稳定工作状态下进行的，当
电路处在过渡过程时，应充分考虑励磁绕组的电感值。
例如，当网压波动时，如网压突然上升造成机车工作电流突增，使电机电枢电流增加，励磁绕组的自感电势将阻止流过绕组的电流增长，而分路电阻支路电感很小，故电机中增加的电流大部分从分路电阻R中流过。
这样主极磁场便不能很快加强，造成反电势不足，致使电枢电流过大，电机严重过载，严重时可能引起牵引电机环火。
为了弥补电阻分路法削磁的不足，采用在分路电阻支路串入适当的电感线圈，使磁削时分路的电路性质与励磁绕组的属性一致，便能顺利度过过渡过程。
这种方法称为磁感应分路法。
目前，SS型电力机车就采用这种方法。
无论采用励磁绕组分段法或电阻（磁感应）分路法磁削，通过改变励磁绕组的段数或改变分路电阻值，均可得到不同的削弱系数，获得不同程度的削弱磁场，但是若磁场削弱时由满磁场一次过渡到最深度的削弱磁场，就会产生很大的电流冲击和牵引力冲击。
因此，通常采用分级磁削。
级数越多，磁场削弱时电流和牵引力的冲击越小；但是级数过多会造成控制线路复杂，附加设备增多，故一般磁场削弱取三级左右。
从充分利用机车粘着的角度看，即使分级磁场削弱仍会造成负载电流的冲击，使机车特性不连续，给牵引电机运行带来不利影响，同时也影响机车粘着的充分利用。
（2）晶闸管分路法晶闸管分路法就是利用晶闸管元件的连续、实时、可控，对牵引电动机的励磁电流根据要求的B值进行旁路，从而达到削弱磁场的目的，此种方法也称无级磁场削弱法。
利用晶闸管分路法可以使牵引电动机实现平滑无级的磁场削弱。
法国的8K型、国产SS型准高速电力机车均采用无级磁场削弱，原理见图20-3所示。
图中变压器二次侧绕组为a2X2,整流电路T1T2DD、D3D4采用半控桥，分路晶闸管为T3、T4,平波电抗器为L,牵引电机M的励磁绕组为CC2,电枢绕组为AA,固定分路电阻为Rsh,其工作原理以交流电压一个周波为例，分析如下：
图（a）为满磁场，半控桥满开放时工作情况。
正半周a2为高电位时，半控桥Ti、B、D2导通；负半周X2为高电位时，半控桥D、D4、T2导通，分路晶闸管T3、T4均不参与工作，此时半控桥整流输出的电压全部施加在平波电抗器L，电机的
电枢绕组、励磁绕组和固定分路电阻Rsh上。
图（b）（c）为磁场削弱、半控桥满开放时工作情况。
正半周a2为高电位时,见图（b）半控桥仍为Ti、D、D导通，分路晶闸管T4在3t=a时刻触发，由于T4加有正向电压，其值等于励磁场绕组两端电压，故触发T4导通。
而半控桥中的二
图20-3晶闸管分路法原理图
极管D3由于T4的导通而承受反向电压迅速截止。
在3t=a〜n之间，T4一直导通,导通角为B。
此时，电枢电流la经分路晶闸管T4,半控桥的D2、Ti,变压器二次侧绕组a2X2构成回路，不经过励磁绕组和固定分路电阻。
励磁电流iF仅靠励磁绕组中的电感作用与固定分路电阻FSh构成续流回路。
负半周X2为高电位时，见图（c）因为半控桥工作在满开放状态，所以当3
t=n时，T2触发，D、D、T2导通，Ti、D2自然关断。
当3t=n+a时，Tb触发导通,T4关断，在3t=（n+a）〜2n之间，电枢电流la经T3短路，励磁绕组仍与固定分路电阻值自成续流回路。
磁场削弱系数：
上式说明只要调节分路晶闸管的导通角B就可以连续调节磁场分路，由于分
路晶闸管是靠电源电压过零点自然换相，为了获得磁场削弱系数，就要求半控桥必须满开放工作。
使用励磁调节的方法调节机车速度是以牵引电机主极磁场的减少来获得机
车咼速运行的，并且磁场削弱越深，机车的速度越咼。
但是磁场削弱深度是有限的，否则由于牵引电机主极磁场过分削弱，在机车大电流、高速运行情况下会使
牵引电机换向恶化，容易发生电机环火。
故一般情况下脉流牵引电机的最小磁场削弱系数Bmin〉0.35〜0.40。
实用值44%-50%保留一定的裕量。
三、磁场削弱下的机车特性及其应用
电力机车在牵引电动机额定电压和满磁场时的机车特性我们在第一章已经
做过介绍。
牵引电动机实施磁场削弱后机车的基本特性与满磁场时不同，下面就用作图法具体分析削弱后机车的基本特性。
1.削弱磁场时的机车速度特性
已知满磁场时的机车速度特性为：
削弱磁场时的机车速度特性为
（20-5）
UIRU
CvCv
上两式中：
VmVb――分别为牵引电动机满磁场、削弱磁场时的机车运行速度;
UmUb分别为牵引电动机满磁场、削弱磁场时的端电压;
Im、Ib——分别为牵引电动机满磁场、削弱磁场时的电枢电流;
①m.①b分别为牵引电动机满磁场、削弱磁场时的主极磁通量
分两种情况进行讨论
①牵引电动机端电压恒定即ld=常数，如果①b二①m则Vb=vm根据公式（20-4）
（20-5）得出一组表达式：
（20-6）
Vm
1
—|m
②牵引电动机端电压随负载变化即LD=f（la），如果①b二①m,则根据公式（20-4）
（20-5）得出另一组表达式:
（20-7）
表达式（20-6）（20-7）就是作图的依据。
在绘制特性曲线时，只要把恒电压下满磁场时机车速度特性曲线各点的横座标加大1/B倍，就可以得到恒电压下
磁场削弱系数为B时的机车速度特性曲线。
有几个磁场削弱级就有几条速度特性曲线。
具体作图方法步骤如图20-4（a）箭头所示，图中已知恒电压下满磁场时机车速度特性曲线1,0（为辅助线，并且OE=1/BOD若求牵引电动机端电压随负载变化时磁场削弱系数为B的机车速度特性，用作图法作图时可按图20-4（b）
中箭头所示的顺序用相似三角形进行绘制，图中已知牵引电动机外电压特性，满
磁场时机车速度特性曲线1，0（为辅助线。
从图20-4可以看出，磁削后机车的速度特性曲线，是在满磁场速度特性曲线的上方，曲线的形状基本相似，而且磁场削弱愈深曲线位置愈高。
这从公式（20-3）中显然可以看出，因为当ID，Ia不变时，①愈小，贝UV愈高。
（a）（b）
图20-4磁场削弱下的机车速度特性
2•削弱磁场时的机车牵引力特性
满磁场时机车牵引力特性为
2mC
1000D
仍假设磁场削弱前后电机主极磁通①尸①m则由（20-8）（20-9）也可得
出一组表达式
（20-10）
1
—Fm
因为机车牵引力特性与电机端电压无关，故无论在恒电压或变电压情况下牵引力特性只有一条。
磁场削弱时机车牵引力特性曲线均由式（20-10）求得，图
20-5用箭头清楚地表示了磁场削弱时机车牵引力特性曲线的作图方法。
图中曲线
1为满磁场时机车的牵引力特性曲线，曲线2为所求出的磁场削弱级机车牵引力特性曲线。
注意：
求取特性曲线前，应首先作出辅助线OBOD且OB=1/BOAOD=1/BOC
图20-5磁场削弱下的机车牵引力特性
图20-5可以看出，磁场削弱后的牵引力特性在满磁场曲线的下方
3•削弱磁场时的机车牵引特性
由满磁场机车牵引特性曲线求磁场削弱级机车牵引特性曲线时也分牵引电动机端电压恒定和牵引电动机端电压随负载变化两种情况。
作图原理同前此略。
磁场削弱后的机车牵引特性在满磁场曲线的上方，曲线的形状基本相似，而且磁场削弱愈深曲线位置愈高。
应当指出，由满磁场机车特性曲线作图法求取磁场削弱级机车特性曲线的方
法虽然简便，但却是近似的，只有在B大于0.5时比较准确。
因为在数学推导过程中，我们忽略了电阻压降，牵引力损失以及电枢反应等因素的影响。
如果要求作出精确的机车特性曲线，应根据电机的磁化曲线①=f（la），对机车型式试验报告的数据，按照机车的特性公式逐步计算，然后得出机车的特性曲线。
4．特性曲线的应用
我们以图20-6来说明特性曲线的应用。
假定机车在a点稳定运行，这时对机车实施1级磁场削弱。
在磁削后的很短时间内，机车速度由于惯性而基本保持不变，所以工作点平移至1级磁削后的速度特性1020V-I曲线上b点，电机电流由la突增至lb。
在磁场削弱后的瞬间，一般要求lb不大于牵引电动机的持续电流In®,以免引起电机过热。
通常根据这一条件来限制Bi的值。
1级磁削后，若运行阻力
不变，机车会自动加速，电枢电流下降，工作点将沿Bi曲线由b点向下移动，直
至机车牵引力与阻力相等，达到新的稳定工作点c,机车在更高的速度上稳定运行。
从以上分析可知，当牵引电动机由满磁场级位运行转换为磁场削弱级运行，这个过程是很短暂的，此时机车由于巨大的惯性速度还来不及变化，因此磁场削弱后电机的反电势减小，电枢电流增加，机车的输出功率和牵引力均有所提高。
这时若列车运行阻力不变，则机车牵引力不变，机车速度便可提高，故在平道运行实施磁场削弱可提高运行速度。
若在上坡道实施磁场削弱，则机车可增大牵引力而保持牵引速度不变，即有所谓恒速爬坡。
因此，使用磁场削弱法调节机车速度，不仅可以提高机车的运行速度，机车功率也将发挥得更加充分，而且磁场削弱得越深，机车功率提高得越多。
整流器电力机车上装设有牵引变压器，利用改变牵引变压器输出电压的方法来调节牵引电动机的端电压，也可以实现机车的速度调节。
改变变压器输出电压，既可以在变压器的低压侧进行，也可以在变压器的高压侧进行，即有所谓的低压
侧调压和高压侧调压两种方法。
高压侧调压是保持变压器低压绕组（二次侧）匝
数不变，利用改变高压绕组（一次侧）匝数来调节变压器输出电压的方法，因为
图20-6SS4改型电力机车牵引电动机Ia--v特性这种调压方式对电器设备的绝缘要求高、设备复杂、调压有级，现代电力机车上已不用此种调压方法。
低压侧调压具有线路简单、调压方便、速度调节范围广、经济运行级多和效率高等优点，因而在整流器电力机车上得到了一定应用。
第三节交直型整流器机车的相控调压交直型整流器电力机车采用单相的整流装置。
本节将首先讨论多段整流桥顺序控制工作原理及参数计算，简单介绍机车功率因数及其补偿问题。
一、多段桥顺序控制
采用可控整流的机车在低电压区，机车的功率因数比较低，同时由于平波电抗器的作用使变压器一次侧电流畸变成了矩形波，产生了较大的高次谐波，造成对电网的污染。
为了改善机车的功率因数，降低谐波干扰，机车上广泛应用了多段整流桥顺序控制，即把整流桥的段数增加到n段，n愈大，贝燉果愈好。
下面就分别介绍理想情况下半控二段桥、三段不等分桥、四段经济桥的工作原理。
图20-7不同整流电路功率因数
1．二段半控桥式整流电路
图20-8二段半控桥图20-9二段半控桥波形图
图20-8给出了二段半控桥整流电路。
该整流电路中变压器二次侧绕组分成电压相等的两段ab和cd,各自接有半控桥整流电路RM和RM，两个半控桥相串联，其中由VD~V□提供直流续流通道，两段半控桥顺序控制。
第I段（低压阶段），首先移相控制VT、VT2,控制角为ai,则ab-RM投入工作，RM中VT3、VT4被封锁即控制角a2=n,D3、D4提供电流通道，绕组cd中没有电流流过。
负载电流流过绕组ab、RM、RM中的D、D4。
此阶段整流输出电压的平均值为：
1cos11
Ud0.9Uab2■；Udo1cos1（0当a1=n时，Ud=0
1
当口u0时，Ld=-Ud00.9Uab
第U段维持「、T2满开放即a1=0,移相控制T3、T4，则cd-RM2投入工作，负载电流流过ab、RM、RM、cd,此时整流电压波形如图20-9（a）,原边电流波形为图20-9（d）。
第U段整流输出电压的平均值为：
11cos21
Ld2Ud00-9Lcd22；Ldo3cos2
1（0当2时,Ud1Ud0
当20时,UdUd0
20-12）
根据功率因数、相位系数、波形畸变系数公式可以求出二段半控桥的PF、DF、入。
图20-7曲线W为半控二段桥的功率因数，可见采用二段桥功率因数已有显著的提高。
从图20-9（d）"的波形看，电流畸变也有所改善。
6G型电力机车和国产的SS型电力机车主电路均采用这种二段半控桥式整流电路。
2．三段不等分桥式整流电路
图20-10三段不等分半控桥
图20-11三段不等分桥分段调压波形图
从对二段半控等分桥整流电路的分析可以看出，随着桥段数的增多，机车的功率因数将有所提高，但是段数的增多，会使牵引变压器二次侧绕组的分段数相应增加，整流桥臂数、整流元件的数量增多。
因此而使得机车主电路复杂，控制
系统复杂。
为此在实际应用中，一般采用多段不等分桥整流电路，但段数不多于
4。
图20-10所示为三段不等分桥。
变压器二次侧绕组由二段a4X4、a2X2组成，其中一段a4X4接成中抽式半控桥，另一段a2X2接成一般半控桥整流电路，因中抽式绕组可看作两段绕组a4b4、b4X4，故实际上变压器二次侧绕组是三段不等分，各段绕组
的电压分配比例为1：
1：
2。
VD~VD提供直流续流通道。
三段不等分半控桥式调压整流电路的升压顺序控制如下：
第I段：
a2X2-T1T2DiD工作，大桥调压，晶闸管的控制角为ai，VT3~VT晶闸管封锁，即第U段桥晶闸管的控制角a2和第川段桥晶闸管的控制角a3均为n。
负载电流流过a2X2、VTVT2VDiVD、PKMVDVD。
输出电压、电流、变压器绕组中电流的波形如图20-11（a）,整流输出电压的平均值为：
1COS11
Ud0.9UUdo1COS1
当1时，Ud0（01
当10时，Ud2Ud00.9Ua2x2
第U段：
维持T1、T2满开放即a1=0,a4b4-VT3TVVDVD四臂小桥调压，T5>Te封锁即a3=n。
负载电流流过82X2、VTVTVDVD、PKMa4b4、VT3VT4VD3VD。
此时输出电压、电流及变压器绕组中电流波形如图20-11（b）。
整流输出电压平均值为：
11COS21
Ud2Ud00-9Ua4b42do5COS2
1
当2时，Ud"Ude（031cos31
Ud4Ud00.9Ub4x42一8Ud。
cos3
3
当3时，Ud4Ud0（0当30时，UdUd0
三段不等分桥的功率因数曲线见图20-7（v）,它与二段桥相比功率因数较高，波形畸变也偏小了，基本是在0.9上下波动。
此种整流调压方案被广泛地应用在整流器电力机车上。
国产SS改、SS、SS4000等系列电力机车均采用此种调压方案。
8K机车亦采用三段不等分桥，所不同的是8K机车调压整流的第一段桥为全控桥，但工作于类似半控状态，制动时可实施再生制动，移相范围n/2〜0。
当a1=0时，顺序开放第二段桥，此时维持全控桥满开放，即相当于工作在不控桥状态。
3•四段经济桥式整流电路
四段经济桥的
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