LTC3780高频率同步器开关升降压式控制器世纪电源网.docx
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LTC3780高频率同步器开关升降压式控制器世纪电源网
LTC3780高频率同步四开关升降压式控制器
LTC3780是一个高性能升降压开关调整器的控制IC。
其工作时输出电压可以高于，低于或等于输入电压。
采用恒定频率，电流型方式实现。
工作频率锁定在400KHZ，输入电压从4V-30V，最高可达36V。
输入电压输出电压范围在工作模型间无缝对接。
因此LTC3780是汽车、通讯及电池系统中理想的控制IC。
控制器的工作模型取决于FCB端子状态，对于升压式工作，FCB端选作跳跃式工作，断续式工作及强制连续型工作，而在降压式工作时，FCB端选作总量跨越周期式，断续型或强制连续型、跳跃式和跨越周期式工作，给出高转换效率（轻载时），而强制连续型及断续型则工作在恒定频率之下。
故障保护由输出过压比较器及内部折返电流限制给出。
还有一个POWERGOOD输出端在输出达到设定值的±7.5%以内时给出指示。
该IC共24PIN引脚，各脚功能如下：
1PGOOD（pin1）开路漏极逻辑电平输出PGOOD，在输出电压未达到±7.5%以内时，会拉到GND电平。
2SS（pin2）软起动，减少输入功率源浪涌电流，推荐接6.8nf的电容。
3SENSE+（pin3）输入电流检测及反转电流检测比较器。
ITH端电压并加入SENSE-及SENSE+之间的失调。
它用于设置电流纹波阈值。
4SENSE-（pin4）同上
5ITH（pin5）电流控制阈值及误差放大器补偿点。
电流比较器阈值随控制电压增加，电压范围从0V—2.4V。
6VOSENSE（pin6）误差放大器反馈输入端，该端接到误差放大器输入至外电阻分压器，此分压器从输出电压处取得。
7SGND信号地，所有小信号补偿元件等都接此处，然后再去接功率地。
8RUN（pin8）Run控制输入，强制Run端在1.5V以下，IC将关断开关调整器电路，这里有一个100K电阻放在Run和SGND之间，此端电压不得超过6V。
9FCB（pin9）强制连续型工作控制端，此端电压低于0.8V为连续电流型工作，浮动时为跨越式升压或跳跃周期降压式工作，将其接INTVcc，则为恒频断续型工作。
10PLLFLTR（pin10）锁相环低通滤波器，此端可分别用AC或DC电压源驱动，以改变内部振荡器频率。
11PLLIN（pin11）外同步输入
12STBYMD（pin12）LDO控制端
13BOOST2（pin13）BOOST1（PIN24）升压浮动驱动电源端
14TG2（pin14）TG1（pin15）顶部MOS栅驱动。
15SW1（pin15）SW2（pin17）两开关结点端
16BG2（pin16）BG1（pin18）两底部MOS栅驱动
17PGND（pin17）此端与两底部功率MOS的源尽量近地接在一起。
18INTVcc（pin19）内部6V稳压器输出，它用于驱动控制电路，要至少加4.7uf电容去耦合。
19EXTVcc（pin20）外部Vcc的输入端，当EXTVcc超过5.7V时，内部开关接到INTVcc并关断内部Vcc。
20Vin（pin21）主输入电源的正电压端，同一RC滤波器接至GND
EXPOSEDPAD接后SGND并接PCB的地。
EXPOSEDPAD接至SGND，并接PCB的地。
工作模式
主控环路，LTC3780是一个电流型控制器，它提供一个可以高于、等于或低于输入电压的输出电压LTC3780拓朴及控制方案使用了一个电流检测电阻放于两低端MOS开关至GND处。
它可检测出电感电流并由Itn端上的电压来控制。
它系放大器EA的输出端。
Vosenser端接收此电压反馈信号并与EA内部的基准电压进行比较。
高端MOS的驱动基于提升电平的电容CA和CB。
它通常在高端MOS关断之后通过一个外部二极管重新充电。
而同步开关D和B不需并一个肖特基二极管。
但在死区时间要提供一个低的压降。
附加上肖特基二极管可以改善峰值效率1—2个百分点。
（400KHz时）
主控环路在RUN端变为低电平时会关断。
当RUN端电压高于1.5V时，一个内部1.2uA的电流源会给软起动电容充电，它位于SS端的Css。
Css在起动期间缓慢充电时，由ITH电压然后钳制SS端电压。
该软起动钳制可防止从输入电源端来的突变电流。
功率开关控制
图1展示出一个简化电路，示出四个功率开关如何外接电感，VIN，Vout及GND四个部位。
图2展示LTC3780作为占空比D的函数如何工作。
功率开关正确工作的控制，在两者之间的传输为连续型。
当VIN接近Vout时，即为BUCK—BOOST区域。
工作类型之间的转换时间为典型的200ns。
降压工作区域（VIN＞Vout）
在此工作区域时，开关D总是导通，而开关C总是关断。
在每个周期起动时，同步开关B首先导通，在开关B导通时，电感电流被检测出来。
在此电流降到基准电压以下时，它正比于Vith，同步开关B关断。
而开关A在此同一周期内开启。
开关A和B两者交替。
很象典型的同步BUCK稳压器。
开关A的占空比增长直到最大占空比附和BUCK类型。
DMAX－BUCK=（1－DBUCK-BOOST）×100%
此处，DBUCK-BOOST=BUCK-BOOST开关的占空比范围。
DBUCK-BOOST=（200ns×f）×100%
f是工作频率为Hz。
图3示出典型BUCK模式波形。
如果VIN接近Vout，则BUCK-BOOST区域就到来。
BUCK-BOOST（VIN=Vout）
当VIN接近Vout时，控制器工作在BUCK-BOOST模式。
图4示出此模式下的典型波形。
每个周期，如果控制器开始工作时，开关B和D导通，开关A和C随后导通。
最终，开关A和D在余下的时间导通。
如果控制器开始工作时，开关A和C导通，然后开关B和D导通。
最后，开关A和D在余下的时间导通。
升压工作区域（VIN＜Vout）
在升压工作时，开关A总是导通，同步开关B总是关断。
每个周期开关C首先开启导通，电感电流在同步开关C导通时检测出来。
然后，在此电流降压超过基准电压时（其正比于Vith），开关C关断，然后同步开关D在剩余时间内导通，开关C和D交替，如同典型的同步升压稳压器。
开关C的占空比减小，直到控制IC在BUCK模式下的最小占空比，达到Dmin-Boost，由下式给出：
Dmin-Boost=（DBUCK-BOOST）×100%
此处，DBUCK-BOOST是BUCK-BOOST开关范围的占空比。
DBUCK-BOOST=（200nf·f）×100%f单位为Hz。
图5展示出典型BOOST型的波形。
如果VIN接近Vout，就回到了BUCK-BOOST工作区域。
小电流工作
FCB端是一个多功能端子，它提供2个功能。
1提供调节给二次侧绕组，它用暂时强制连续的PWM工作方式于降压型。
2选择总共三种模式来满足降压（BUCK）升压（BOOST）工作并接受逻辑输入电平。
图6展示出各种不同的模式。
FCBPIN
降压模式
升压模式
0V—7.5V
强制连续模式
强制连续模式
0.85V—5V
跳跃周期模式工作
跨越模式工作
75.3V
DCM恒频
DCM恒频
图6表格，不同的工作模式。
当FCB端电压低于0.8V时，控制器显示出连续工作模式。
PWM电流型同步开关调整器。
在升压模式开关A总是导通的，开关C和同步开关D交替导通，以保持输出电压与电感电流无关。
每十个周期，开关A被强制关闭大约300ns，以使CA重新充电。
在降压模式同步开关D总是导通状态，开关A和同步开关B，交替导通，以保持输出电压独立与电感电流无关。
每十个周期，同步开关D被强制关闭300ns，以使CB再充电。
这是在轻载时有效的工作模式。
但是，在某些应用中，可能是合乎要求的。
在此模式中，输出可以源出或漏入电流，而漏入的电流将会强制其返回主电源以提供输入共给，防止电压电平危险的提升—切切注意。
当FCB端电压在VINTVCC—1V以下时，但还大于0.8V，控制器进入跨越模式工作在升压状态，或进入跳跃周期模式工作在降压状态。
在升压状态跨越模式工作，在禁止开关C并关断同步开关D时，设置一个最小输出电流水平，此时电感变负向，这要结合实际需要。
在小电流时，要恒使ITH端为低电压阈值，这将适当地禁止功率开关C和D的开启导通，知道输出电压降落。
这里有100mv的滞留量给跨越比较器接到ITH端。
该阈值产生一输出信号给MOSFETC和D。
令其导通几个周期，随后休息，其间隔取决于负载电流。
最大输出电压纹波限制在3%的正常输出电压范围以内。
输出电压有两取样电阻反馈决定。
在将压工作时，跳跃周期模式设置一个最小的正向电感电流水平。
当电感电流低于此水平时，同步开关B保持关断。
在每个周期中，同步开关的体二极管或肖特基二极管其与同步开关B并联。
它用于将电感电流放掉。
结果，几个周期将被跨过，此时，输出负载电流降到最大设计负载电流的1%以下，以保持输出电压稳定。
当FCB端电压达到INTVCC端时，控制器进入恒频断续电流型工作（DCM）。
对于升压式工作，同步开关D保持关断，无论如何ITH端要在阈值电压以下。
在每个周期中，开关C用来充入电感电流，在输出电压足够高时，控制器将进入连续电流降压模式，并在一个周期内放掉电感电流。
在随后的周期里，控制器将恢复DCM的升压式工作。
对于降压式工作，恒定频率断续电流型设置一个最小的负向电感电流水平。
同步开关B无论何时关断，电感电流都低于该水平。
在非常轻的负载之下，此恒频工作不如跨越式工作或跳跃周期式工作有效，但提供很低的噪声及恒频工作。
频率同步及频率设置
锁相环允许内部振荡器可以由PLLIN端进入的外部信号源同步。
在PLLFLTR端的相位检测输出还是振荡器的频率控制输入端。
频率范围为200KHz～400KHz。
其对应电压为从0V到2.4V，于PLLFLTR端。
当锁定时PLL成线性地沿同步脉冲的上升沿去开启高端MOSFET。
当PLLIN开路时，PLLFLTR端变低电平，强制振荡器到其最小频率。
INTVCC/EXTVCC供电
给整个MOSFET驱动器供电多数内部电路都由INVCC端驱动。
当EXTVCC端开路时，内部一个6V低压差线性稳压器供电给INTVCC。
如果EXTVCC加到5.7V以上时，6V稳压器即关断并且内部一个开关开启，将EXTVCC接到INTVCC。
这样允许INTVCC从一个高效率的外部电源供电。
POWERGOOD端
POWERGOOD端接到一个漏极开路的内部MOSFET，此MOSFET开启时，使此端为低电平。
此时，输出还没达到正常输出电压的±7.5%以内。
输出电压由取样电阻分压器决定。
而当输出电压满足±7.5%以内的范围时，MOSFET即关断，该端输出即可由一外接电阻及7V以下电源推向高电平。
FOLDBACK电流
折返电流限制在输出电压降到正常水平的70%以下时被激活，减小无用功率。
在起动期间，折返电流限制功能被禁止。
输入欠压复位
SS端电容在输入电压低于4V时会放电复位，而在输入高于4V后，SS电容将企图通过正常软起动斜波充电。
输出过压保护
一个过压保护比较器预警瞬间电压过冲（＞7.5%），可以更好地防止输出过压。
在此情况下，同步开关B和同步开关D导通，直到过压条件移去或达到最大反向电感电流限制。
当电感电流低于最大的负向电流限制时，同步开关B和同步开关D关断，而开关A和开关C导通，直到电感电流达到另一个负向电流限制。
如果比较器一直检测到过压条件，则开关A和开关C关断，而同步开关B和D则再次导通。
短路保护及电流限制
开关A的导通时间由输出电压限制，当输出电压减小且低于正常值时，开关A的导通时间将减少。
在每个升压模式的周期中，电流由电压基准限制，它正比于ITH端电压，最大检测电流限制为160mv。
在每个降压周期内最大电压限制为130mv。
STANDBY模式端
待机端是一个三态的输入端子。
该控制电路设于IC内部。
功能如下，当STANDBY端子接地时，SS端也到地电平。
功能如下，当STANDBY端子接地时，SS端也到地电平。
当该端开路时，内部的SS电流源即给接于SS端的外部SS电容充电。
允许控制器起动，并激活内部必要的各偏置源。
当STANDBY端电压高于2V时，内部线性稳压器起动，RUN和SS端的状态各自独立，并提供一个输出功率源给“唤醒”电路，采用一个0.1uf小电容接地给该端去耦。
如果该端没有接直流电位的话。
应用信息
图11是LTC3780的基本应用电路，外部元件选择系根据负载的需要决定。
开始先选择Rsense及电感量值，然后选择MOSFET，最后决定CIN及COUT。
该电路可以给出的最高输入电压为36V。
Rsense的选择及最大输出电流
Rsense的选择基于所需的输出电流。
在升压模式时，电流比较器阈值设置电感电流的峰值及在降压模式最大电感电流的谷底电流。
在升压模式，最大平均负载电流为：
Iout=
此处，△IL为峰峰电感纹波电流。
在降压模式最大平均负载电流为
Iout=
图7示出负载电流与输入及输出电压的关系曲线，
对LTC3780及外围元件的变化给出一个范围，
Rsense=
选择工作频率
LTC3780使用恒频工作，它由内部的压控振荡器来实现，开关频率由内部振荡电容决定。
该内部电容由一固定电流再加上一个附加电流充电。
此附加电流正比于加在PLLELTR端的电压。
此振荡器频率有2∶1的变化范围。
PLLFLTR端接地时，为200KHz，接到2.4V时为大约400KHz。
当PLLIN开路时，PLLFLTR端为低，会强制振荡器为最低频率。
加到PLLFLTR端的电压与频率的关系如图8所示。
随工作频率增加，栅充电损耗会更高，会降低效率。
最高开关频率为400KHz。
电感选择
工作频率及电感选择密切相关，更高的工作频率可选择更小的电感及电容值。
电感值直接影响纹波电流。
电感电流纹波△IL典型设在最大电感电流的20%～40%。
对给定的纹波，计算电感的公式如下：
LBoost＞
LBuck＞
此处：
f—工作频率，Hz
%Ripple—所允许的电感电流纹波%
VIN（min）—最小输入电压V
VIN（max）—最大输入电压V
Vout—输出电压V
Iout—最大输出电流
对于高效率，选择电感要最低的磁芯损耗。
诸如铁氧体的，钼铍末合金，还有要极低的DC电阻，还必须能在最大电流时不饱含，为减少辐射噪音，可用环形、灌形或屏蔽好的骨架电感。
CIN及Cout选择
在升压模式，输入电流连续，在降压模式，输入电流断续。
为此，降压模式下输入电容CIN的选择取决于输入电流平方的滤波。
使用低ESR电容，掌握电流RMS最大值。
对于降压工作模式，输入均方根电流为：
IRMS＝Iout（max）
该公式有一个最大值，其在VIN=2Vout处。
此时，IRMS=Iout/2，这是最坏情况下通常选用的设计值，因为既使在最大偏差时也不会有更大缓解。
注意：
纹波电流比率从电容制造商处也是2000小时的寿命，可建议适当合理地减小电容值。
在升压模式，断续电流从输入移向输出，所以Cout必须加大，以减小输出纹波。
ESR的影响及大电解电容必须考虑达到纹波电压的要求。
由于电容充放电造成的纹波为：
纹波Boost＝
纹波Buck＝
此处，Cout为输出滤波电容总值，
由于ESR造成的纹波值为：
△VBoost＝IL（max·Boost）·ESR
△VBuck＝IL（max·Buck）·ESR
用多个电容并联放在输出可以满足ESR及RMS电流掌控的需要。
用钽电容，高分子聚合电容，铝电解电容及瓷介电容以表面贴片都可以。
瓷电容有最好的ESR，但有高压系数，现在这些电容都是可能的。
功率MOSFET选择及效率的考虑
LTC3780需要四个外接功率MOSFET，两个作顶部开关（A和D），两个作底部开关（B和C）。
对功率MOSFET来说，重要参数有击穿电压VBRDSS，，VGS阀值电压VGSTH，导通电阻Rdson、反向传输电容CRSS及最大电流IDS（max），驱动电压定在6V。
INTVcc电源，必须选用逻辑电平阈值的MOSFET。
如果输入电压要降到5V以下，（24V）则必须考虑Sub—logic阈值的MOSFET。
为选择功率MOS，必须了解其功耗。
对于开关A，最大功耗发生在升压型，当其完全导通时，最大功耗在最大输出电流时给出如下式：
PABoost＝
这里ρΤ是规范因子。
导通电阻会随温度变化，典型值为0.4%/℃，对于最大结温125℃，采用ρΤ＝1.5。
开关B在降压型作为同步整流用，它的功耗在最大输出电流时给出如下式：
PBBuck＝
此处，CRSS通常由MOSFET制造商给出，常数上计及由于反转电流造成的损耗，通常正比于栅驱动电流，并使用1.7的经验值。
对于开关D，最大功耗在升压型，当其占空比高于50%时，其最大功耗在最大输出电流时由下式给出：
PDBuck＝
对于相同输出电压及电流时，开关A有最高的损耗，而开关B有最低的功耗，除非输出端出现短路。
从已知功耗其MOS的结温可以使用下式求出：
Tj＝TA＋ρ·RTH（JA）
RTH（JA）使用于上述公式中，通常包括RTH（jc）对器件加上，从外壳到环境的热阻，Tj值与原值比较，假设使用之，会增加计算过程。
肖特基二极管（D1、D2）选择及轻载工作
肖特基二极管D1和D2示于图1。
它在功率MOS开关导通之间的死区时间内导通。
主要用于防止同步开关B及D的体二极管导通。
实际上，D2有效地减小了开关D关断及开关C导通之间的反向恢复电流。
它改善了变换器的效率，减少了开关C的电压应力。
为使二极管工作更有效，其间的电感及同步整流开关要尽量地小，并使其紧密相连。
在降压模式，当FCB端电压是0.85V＜VFCB＜5V时，变换器工作在跳跃周期型。
此时，同步开关B仍旧关断。
直到电感的峰值电流超出最大峰值电流的1/5。
结果D1要承受整个负载电流的1/2～1/3。
在升压模式，当FCB端电压高于5.3V，变换器工作在断续电流型。
在此时，同步开关D仍旧关断，直到电感电流超过其最大峰值电流的1/5。
结果D2要承受整个负载电流的1/3～ 1/4。
在降压模式，当FCB端电压高于5.3V，变换器工作在恒频断续电流型。
在此时，同步开关B仍旧导通，直到电感谷底电流低于检测电压等效的最小负向电感电流水平时（Vsense＝－5mv）两开关A和B都关断，直到下一时钟信号到来。
在升压模式，当FCB端电压为0.85V＜VFCB＜5.3V时，变换器工作在跨越型。
在此时，变换器箝住峰值电感电流，达到其最大峰值电流的大约20%。
输出电压纹波此时会增大。
INTVcc稳压器
一个内部P沟道低压差调节器从输入电源VIN产生6V的稳定电压于INTVcc端。
INTVcc用于供给LTC3780的内部电路。
INTVcc端能供出的电流最大为40mA。
需采用一个最小4.7uF的电容作输出旁路。
再加一个1uf的瓷介电容接于此处到IC的PGND端。
旁路电容对于有着高瞬态电流的MOSFET的栅驱动是非尝重要的。
对更高的输入电压应用时，驱动大功率MOSFET在高频下可使LTC3780有很高的总体结温，甚至超出其最高结温，为此，系统电源电流通常由栅充电电流支配，INTVcc附加的外部负载也要计及在内，整个INTVcc电流可由内部线性稳压器供给或由EXTVcc端以外部供给，当加到EXTVcc端的电压低于5.7V时,全部的INTVcc电流都由内部6V线性稳压器供给.此时,IC的功耗为VIN·IINTVCC,使整个效率很低.结温可用下面公式标出。
例如LTC3780。
VIN电流为24mA。
从24VVIN得到。
当不用外供电源时。
Tj＝70℃＋24mv×24V×95℃/W＝125℃
使用外部EXTVcc输入将可以使结温降到：
Tj＝70℃＋24mv×6V×95℃/W＝84℃
为防止超出最高结温，输入电源电流必须检测并令其工作在连续电流型。
EXTVcc的连续
LTC3780包括一个内部P沟MOSFET开关。
它接在EXTVcc和INTVcc两端之间。
当加到EXTVcc端的电压超过5.7V时，内部稳压器就自行关闭。
由P-MOSFET开关将其接到EXTVcc端来给IC供电。
在EXTVcc电压加到5.5V时，此开关仍旧是断开的，直到电压加到5.7V～7V时。
如果需要更大的电流，则要接一个肖特基二极管放在EXTVcc和INTVcc之间，以确保EXTVcc≤VIN
下面给出三种可能的连接状态。
1EXTVcc令其开路（或接地）。
这将是由INTVcc完全供电，由内部6V稳压器供电，成本低，效率也低。
2EXTVcc直接接到Vout（5.7V～7V）这是正常接一6V稳压器，可提供较高的效率。
3EXTVcc接外部电源。
如果外部电源电压在5.5V～7V范围，这可以用来供给EXTVcc，并使其与栅驱动的需要兼容。
输出电压
LTC3780输出电压由外部的反馈电阻分压器设置，此分压器放于输出电容处。
反馈信号与内部0.8V基准电压比较并有误差放大器放大。
输出电压由下式给出：
Vout＝0.8V（1＋
）
高边MOSFET驱动电源
参见图11，外部提升电容CA和CB接到BOOST1和BOOST2，以供给高边MOSFET开关A和D的栅驱动电压。
当MOSFET开关A导通时，则开关结点SW2上升到VIN，而BOOST2pin升到大约VIN＋INTVcc。
当低边MOS开关C导通时，开关结点SW1降到低电位。
升压电容CA通过DA从INTVcc放电。
升压电容CA又从INTVcc充电。
升压电容CA和CB需要储存大约100倍的顶端MOS开关A和D所需的栅电荷。
通常选用0.1uf到0.47ufX5R或X7R的瓷介电容。
运行功能端
RUN端提供一个简单的ON/OFF控制功能给LTC3780，令其达到1.5V以上时控制器开始起动，而令其降到1.5V以下，LTC3780进入低电流关断状态。
RUN端电压不得超过6V。
软起动功能
软起动可以减小电源的浪涌电流，用逐步增加控制器电流限制的方法解决上述问题。
一个内部1.2uA电流源充电给Css电容。
这使SS端电压从0V升到2.4V，内部限流也从0V/Rsense升到150mv/Rsense。
输出电流的斜率也慢慢上升。
速率为1.5s/uf。
一直升到满载。
输出电流斜率也慢慢上升，从而消除了浪涌电流。
所需时间为：
TiRMP＝
＝（1.5s/uf）×Css
不可使Css端电压升到6V以上。
待机功能端
待机功能端给起动及待机工作提供几个选择。
如果该端接地，则Css端内部也接到地，可防止起动。
因此，它为关断控制器提供一个控制信号。
如果该端开路或接一电容到地，则SS端内部提供起动电流执行外部控制来开启控制器。
如果将此端接到一个高于1.25V的电平上，则内部稳压器（INTVcc）将起动，甚至在控制器处于关断状态也将启动。
在此时，板上6V稳压器可提供功率保持激活功能。
FCB端调整二次绕组于降压模式
在降压模式，FCB端子可用于调节二次绕组或作为逻辑电平输入。
连续工作模式系由FCB降到0.8V以下时强制的。
在连续型工作时，电流连续地流过变压器初级、次级绕组仅在开关B和开关D导通时才产生电流，当初级负载电流很小或VIN/Vout比很小时，同步开关B可能无法开启，也就无法传输足够的能量到二次绕组。
如果有足够的同步开关占空因子的话，强制连续型工作会支撑二次绕组工作。
于是，FCB输入端移去所需。
那么，功率必须从辅助绕组给出。
在连续型工作时，辅助输出通常可以加载，而不论初级有无负载。
二次输出电压VSEC通常设在如图10，匝比如下：
VSEC＝（N＋1）Vout
当然，如果控制器进入跨越型工作，
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