直流脉宽PWM调速系统设计与研究主电路设计课设报告Word文件下载.docx
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2.2.2缓冲电路参数8
2.2.3泵升电路参数8
3直流脉宽调速系统控制电路设计9
3.1PWM信号发生器9
3.2转速、电流双闭环设计9
3.2.1电流调节器设计10
3.2.2转速调节器设计13
4系统调试17
4.1系统结构框图17
4.2系统单元调试17
4.2.1基本调速17
4.2.2转速反馈调节器、电流反馈调节器的整定18
4.3实验结果18
4.3.1开环机械特性测试18
4.3.2闭环系统调试及闭环静特性测定19
5总结20
参考文献21
附录A22
A.1晶闸管直流调速系统参数和环节特性的测定22
A.2双闭环可逆直流脉宽调速系统性能测试26
1绪论
1.1背景
在现代科学技术革命过程中，电气自动化在20世纪的后四十年曾进行了两次重大的技术更新。
一次是元器件的更新，即以大功率半导体器件晶闸管取代传统的变流机组，以线形组件运算放大器取代电磁放大器件。
后一次技术更新主要是把现代控制理论和计算机技术用于电气工程，控制器由模拟式进入了数字式。
在前一次技术更新中，电气系统的动态设计仍采用经典控制理论的方法。
而后一次技术更新是设计思想和理论概念上的一个飞跃和质变，电气系统的结构和性能亦随之改观。
在整个电气自动化系统中，电力拖动及调速系统是其中的核心部分。
现代的电力拖动控制系统都是由惯性很小的晶闸管、电力晶体管或其他电力电子器件以及集成电路调节器等组成的。
经过合理的简化处理，整个系统一般都可以用低阶近似。
而以运算放大器为核心的有源校正网络（调节器），和由R、C等元件构成的无源校正网络相比,又可以实现更为精确的比例、微分、积分控制规律,于是就有可能将各种各样的控制系统简化和近似成少数典型的低阶系统结构。
目前，随着大功率电力电子器件的迅速发展，交流变频调速技术已日臻成熟并日渐成为实际应用的主流，但这并不意味着传统的直流调速技术已经完全退出了实际应用的舞台。
相反，近几年交流变频调速在控制精度的提高上遇到了瓶颈，于是直流调速的优势就显现了出来。
直流调速仍然是目前最可靠，精度最高的调速方法。
譬如在对控制精度有较高要求的造纸，转台，轮机定位等系统中仍离不开直流调速装置，因此加强对直流调速系统的研究还是很有必要的。
1.2直流调速系统的方案设计
1.2.1设计已知参数
1、拖动设备：
直流电动机：
，过载倍数。
2、负载：
直流发电机：
3、机组：
转动惯量
1.2.2设计指标
1、D＝４，稳态时无静差。
2、稳态转速n=1500r/min,负载电流0.8A。
3、电流超调量，空载起动到稳态转速时的转速超调量。
1.2.3现行方案的讨论与比较
直流电动机的调速方法有三种：
调节电枢供电电压U、改变电动机主磁通、改变电枢回路电阻R。
改变电阻调速缺点很多，目前很少采用，仅在有些起重机、卷扬机及电车等调速性能要求不高或低速运转时间不长的传动系统中采用。
弱磁调速范围不大，往往是和调压调速配合使用，在额定转速以上作小范围的升速。
对于要求在一定范围内无级平滑调速的系统来说，以调节电枢供电电压的方式为最好。
改变电枢电压调速是直流调速系统采用的主要方法，调节电枢供电电压需要有专门的可控直流电源，常用的可控直流电源有三种：
旋转变流机组、静止可控整流器、直流斩波器或脉宽调制变换器。
由于旋转变流机组缺点太多，采用汞弧整流器和闸流管这样的静止变流装置来代替旋转变流机组，形成所谓的离子拖动系统。
离子拖动系统克服旋转变流机组的许多缺点，而且缩短了响应时间。
目前，采用晶闸管整流供电的直流电动机调速系统已经成为直流调速系统的主要形式。
由于以上种种原因，所以选择了脉宽调制变换器进行改变电枢电压的直流调速系统。
1.2.4选择PWM控制系统的理由
SG3525是一种性能优良，功能全，通用性强的单片集成PWM控制器。
由于它简单、可靠及使用方便灵活，大大简化了脉宽调制器的设计及调试，故获得广泛使用。
PWM系统在很多方面具有较大的优越性：
1）PWM调速系统主电路线路简单，需用的功率器件少。
2）开关频率高，电流容易连续，谐波少，电机损耗及发热都较小。
3）低速性能好，稳速精度高，调速范围广，可达到1：
10000左右。
4）如果可以与快速响应的电动机配合，则系统频带宽，动态响应快。
变频调速很快为广大电动机用户所接受，成为了一种最受欢迎的调速方法，在一些中小容量的动态高性能系统中更是已经完全取代了其他调速方式。
由此可见，变频调速是非常值得自动化工作者去研究的。
在变频调速方式中，PWM调速方式尤为大家所重视，这是我们选取它作为研究对象的重要原因。
1.2.5选择IGBT的H桥型主电路的理由
IGBT的优点：
1）IGBT的开关速度高，开关损耗小。
2）在相同电压和电流定额的情况下，IGBT的安全工作区比GTR大，而且具有耐脉冲电流冲击的能力。
3）IGBT的通态压降比VDMOSFET低，特别是在电流较大的区域。
4）IGBT的输入阻抗高，其输入特性与电力MOSFET类似。
5）与电力MOSFET和GTR相比，IGBT的耐压和通流能力还可以进一步提高，同时可保持开关频率高的特点。
在众多PWM变换器实现方法中，又以H型PWM变换器更为多见。
这种电路具备电流连续、电动机四象限运行、无摩擦死区、低速平稳性好等优点。
本次设计以H型PWM直流控制器为主要研究对象。
1.2.6采用转速电流双闭环的理由
同开环控制系统相比，它具有抑制干扰的能力，对元件特性变化不敏感，并能改善系统的响应特性。
由于闭环系统的这些优点因此选用闭环系统。
单闭环速度反馈调速系统，采用PI控制器时，可以保证系统稳态速度误差为零。
但是如果对系统的动态性能要求较高，如果要求快速起制动，突加负载动态速降小等，单闭环系统就难以满足要求。
在要求较高的调速系统中，一般有两个基本要求：
一是能够快速启动制动；
二是能够快速克服负载、电网等干扰。
通过分析发现，如果要求快速起动，必须使直流电动机在起动过程中输出最大的恒定允许电磁转矩，即最大的恒定允许电枢电流，当电枢电流保持最大允许值时，电动机以恒加速度升速至给定转速，然后电枢电流立即降至负载电流值。
如果要求快速克服电网的干扰，必须对电枢电流进行调节。
以上两点都涉及电枢电流的控制，所以自然考虑到将电枢电流也作为被控量，组成转速、电流双闭环调速系统。
2直流脉宽调速系统主电路设计
2.1主电路结构设计
2.1.1PWM变换器介绍
脉宽调速系统的主要电路采用脉宽调制式变换器，简称PWM变换器。
PWM变换器有不可逆和可逆两类，下面对本课设用到的可逆做一下简单的介绍和分析。
可逆PWM变换器主电路的结构形式有T型和H型两种，其基本电路如图2.1所示，图中（a）为T型PWM变换器电路，（b）为H型PWM变换器电路。
图2.1可逆PWM变换器电路
（a）T型（b）H型
T型电路由两个可控电力电子器件和与两个续流二极管组成，所用元件少，线路简单，构成系统时便于引出反馈，适用于作为电压低于50V的电动机的可控电压源；
但是T型电路需要正负对称的双极性直流电源，电路中的电力电子器件要求承受两倍的电源电压，在相同的直流电源电压下，其输出电压的幅值为H型电路的一半。
H型电路是实际上广泛应用的可逆PWM变换器电路，它由四个可控电力电子器件和四个续流二极管组成的桥式电路。
双极式可逆PWM变换器的主电路如图2.1（b）所示。
四个电力晶体管分为两组，VT1和VT4为一组，VT2和VT3为一组。
同一组中两个电力晶体管的基极驱动电压波形相同，即Ub1=Ub4，VT1和VT4同时导通和关断；
Ub2=Ub3，VT2和VT3同时导通和关断。
而且Ub1，Ub4和Ub2，Ub3相位相反，在一个开关周期内VT1，VT4和VT2，VT3两组晶体管交替地导通和关断，变换器输出电压UAB在一个周期内有正负极性变化。
由于电压极性的变化，使得电枢回路电流的变化存在两种情况，其电压、电流波形如图2.2所示。
图2.2双极式PWM变换器电压和电流波形
（a）电动机负载较重时（b）电动机负载较轻时
如果电动机的负载较重，平均负载电流较大，VT1和VT4饱和导通；
而和为负，VT2和VT3截止。
这时，加在电枢AB两端，，电枢电流沿回路１流通（见图2.2（b）），电动机处于电动状态。
在时，和为负，VT1和VT4截止；
和为正，在电枢电感释放储能的作用下，电枢电流经二极管VD2和VD3续流，在VD2和VD3上的正向压降使VT2和VT3的c-e极承受反压而不能导通，，电枢电流沿回路2流通，电动机仍处于电动状态。
有关参量波形图示于图2.2（a）。
如果电动机负载较轻，平均电流小，在续流阶段电流很快衰减到零。
于是在时，VT2和VT3的c-e极两端失去反压，并在负的电源电压（）和电动机反电动势E的共同作用下导通，电枢电流反向，沿回路3流通，电动机处于反接制动状态。
在（）时，和变负，VT2和VT3截止，因电枢电感的作用，电流经VD1和VD4续流，使VT1和VT4的c-e极承受反压，虽然和为正，VT1和VT4也不能导通，电流沿回路4流通，电动机工作在制动状态。
有关参量的波形示于图2.2（b）。
双极式可逆PWM变换器与具有制动作用的不可逆PWM变换器的电流波形差不多，主要区别在于电压波形；
前者，无论负载是轻还是重，加在电动机电枢两端的电压都在和之间变换；
后者的电压只在和0之间变换。
这里并未反映出“可逆”的作用。
实现电动机制可逆运行，由正、负驱动电压的脉冲宽窄而定。
如果正、负脉冲宽度相等，，平均电压为零，电动机停止运转。
因为双极式可逆PWM变换器电动机电枢两端的平均电压为
若仍以来定义PWM电压的占空比，则双极式PWM变换器的电压占空比为。
改变即可调速，的变化范围为。
为正值，电动机正转；
为负值，电动机反转；
，电动机停止运转。
在时，电动机虽然不动，但电枢两端的瞬时电压和流过电枢的瞬时电流都不为零，而是交变的。
这个交变电流的平均值为零，不产生平均转矩，徒然增加了电动机的损耗，当然是不利的。
由于本次设计要求电机能实现启动、制动、正反转，并且能进行无极调速等。
又根据双极式H型可逆PWM变换器具有的优点：
电流一定连续，可以使电动机实现四象限动行；
电动机停止时的微振交变电流可以消除静摩擦死区；
低速时由于每个电力电子器件的驱动脉冲仍较宽而有利于折可靠导通；
低速平稳性好，可达到很宽的调速范围。
所以，本次设计我们选择双极式H型可逆PWM变换器。
主电路如图2.3所示。
图2.3H桥主电路
2.1.2泵升电路
当脉宽调速系统的电动机转速由高变低时（减速或者停车），储存在电动机和负载转动部分的动能将变成电能，并通过PWM变换器回馈给直流电源。
当直流电源功率二极管整流器供电时，不能将这部分能量回馈给电网，只能对整流器输出端的滤波电容器充电而使电源电压升高，称作“泵升电压”。
过高的泵升电压会损坏元器件，因此必须采取预防措施，防止过高的泵升电压出现。
可以采用由分流电阻R和开关元件（电力电子器件）VT组成的泵升电压限制电路，如图2.4所示。
图2.4泵升电压限制电路
当滤波电容器C两端的电压超过规定的泵升电压允许数值时，VT导通，将回馈能量的一部分消耗在分流电阻R上。
这种办法简单实用，但能量有损失，且会使分流电阻R发热。
2.2参数设计
2.2.1IGBT管的参数
IGBT（InsulatedGateBipolorTransistor）叫做绝缘栅极双极晶体管。
这种器件具有MOS门极的高速开关性能和双极动作的高耐压、大电流容量的两种特点。
其开关速度可达1mS，额定电流密度100A/cm2，电压驱动，自身损耗小。
其符号和波形图如图2.5所示。
设计中选的IGBT管的型号是IRGPC50U,它的参数如下：
管子类型：
NMOS场效应管
极限电压Vm：
600V
极限电流Im：
27A
耗散功率P：
200W
额定电压U：
220V
额定电流I：
1.2A
图2.5IGBT信号及波形图
2.2.2缓冲电路参数
如图2.1（b）所示，H桥电路中采用了缓冲电路，由电阻和电容组成。
IGBT的缓冲电路功能侧重于开关过程中过电压的吸收与抑制，这是由于IGBT的工作频率可以高达30-50kHz；
因此很小的电路电感就可能引起颇大的，从而产生过电压，危及IGBT的安全。
逆变器中IGBT开通时出现尖峰电流，其原因是由于在刚导通的IGBT负载电流上叠加了桥臂中互补管上反并联的续流二极管的反向恢复电流，所以在此二极管恢复阻断前，刚导通的IGBT上形成逆变桥臂的瞬时贯穿短路，使出现尖峰，为此需要串入抑流电感，即串联缓冲电路，或放大IGBT的容量。
缓冲电路参数：
经实验得出缓冲电路电阻R=10K；
电容。
2.2.3泵升电路参数
如图2.4所示，泵升电路由一个电容量大的电解电容、一个电阻和一个VT组成。
泵升电路中电解电容选取C=2000；
电压U=450V；
VT选取IRGPC50U型号的IGBT管；
电阻选取R=20。
3直流脉宽调速系统控制电路设计
3.1PWM信号发生器
PWM信号发生器以集成可调脉宽调制器SG3525为核心构成，他把产生的电压信号送给H桥中的四个IGBT。
通过改变电力晶体管基极控制电压的占空比，而达到调速的目的。
其控制电路如图3-1所示.
图3-1PWM控制电路
3.2转速、电流双闭环设计
图3-2双闭环直流调速控制系统原理图
图中，将转速调节器和电流调节器二者之间实行串级连接。
把速度调节器的输出作为电流调节器的输入，再用电流调节器的输出去控制电力电子变换器UPE。
从闭环结构上看，电流环在里面，称作内环；
转速环在外边，称作外环。
这就形成了转速、电流反馈控制直流调速系统。
为了获得良好的静、动态性能，转速和电流调节器一般选择PI调节器。
在双闭环直流调速系统的稳态结构图中，转速调节器ASR的输出限幅值决定了电流给定的最大值，电流给定的输出限幅电压限制了电力电子变换器的最大输出电压。
分析系统静特性的关键是掌握PI调节器的特征，PI调节器一般存在两种状况：
饱和---输出达到限幅值，不饱和---输出未达到限幅值。
当调节器饱和时，输出为恒值，输入量的变化不再影响输出，除非有反向的输入信号使调节器退饱和，此时相当于调节环开环。
当调节器不饱和时，PI调节器的作用是使输入偏差电压始终为零。
双闭环直流调速系统的动态结构图如图3-3所示。
图3-3双闭环直流调速系统的动态结构图
图中和分别表示转速调节器和电流调节器的传递函数。
为了引出电流反馈，在电动机的动态结构图上必须把电流标示出来。
电机在启动过程中，转速调节器经历了不饱和、饱和、退保和三种状态，整个动态过程可分为三个阶段。
直流双闭环调速系统的结构图如图1所示，转速调节器与电流调节器串极联结，转速调节器的输出作为电流调节器的输入，再用电流调节器的输出去控制PWM装置。
其中脉宽调制变换器的作用是：
用脉冲宽度调制的方法，把恒定的直流电源电压调制成频率一定、宽度可变的脉冲电压序列，从而可以改变平均输出电压的大小，以调节电机转速，达到设计要求。
图3-4双闭环调速系统的结构图
3.2.1电流调节器设计
本设计因为δi%≥5%且TL/T∑I=23.98/6.7<
10。
所以按典Ⅰ系统设计,选PI调节器，其传递函数为：
如图3-5所示，为电流调节器的结构图。
图3-5电流调节器的结构图
（1）、整流装置滞后时间常数Ts：
三相桥式电路平均失控时间Ts=0.0017s。
（2）、电流滤波时间常数Toi：
三相桥式电路每个波头的时间是3.33ms，为了基本滤平波头应有（1~2）Toi=3.33s。
则Toi=0.002s
（3）、电流小时间常数：
按小时间常数近似处理：
采用含给定滤波和反馈滤波的模拟式PI型电流调节器，其原理图如图1所示。
图中为电流给定电压，为电流负反馈电压，调节器的输出就是电力电子变换器的控制电压。
根据设计要求，并保证稳态电流无差，可按典型Ⅰ型系统设计电流调节器。
电流环控制对象是双惯性型的，因此可用PI型电流调节器，其传递函数为：
检查对电源电压的抗扰性能：
电流调节器超前时间常数：
取电流反馈系数：
电流环开环增益：
取，因此
于是，ACR的比例系数为：
校验近似条件电流环截止频率：
晶闸管整流装置传递函数的近似条件：
，满足近似条件。
忽略反电动势变化对电流环动态影响的条件：
电流环小时间常数近似处理条件：
按所用运算放大器取，各电阻和电容值为：
，取
3.2.2转速调节器设计
在设计转速调节器时，可把已设计好的电流环看作是转速调节系统中的一个环节。
为此，需求出它的等效传递函数：
近似条件:
如图3-6所示，为转速调节器的结构图。
图3-6转速调节器的结构图
速度调节器采用电路运算放大器，它具有两个输入端，同相输入端和倒相输入端，其输出电压与两个输入端电压之差成正比。
电路运算放大器具有开环放大倍数大，零点漂移小，线性度好，输入电流极小，输出阻抗小等优点，可以构成理想的调节器。
由二极管VD4，VD5和电位器RP2，RP3组成正负限幅可调的限幅电路。
由Cn，Rn组成反馈微分校正网络，有助于抑制振荡，减少超调，R15，C1组成速度环串联校正网络。
场效应管V5为零速封锁电路，当4端为0V时VD5导通，将调节器反馈网络短接而封锁，4端为-15V时，VD5夹断，调节器投入工作。
RP1为放大系数调节电位器。
元件RP1，RP2，RP3均安装在面板上。
电容C1两端在面板上装有接线柱，电容C2两端也装有接线柱，可根据需要外接电容。
电流环经简化后可视作转速环的一个环节，为此其闭环传递函数为：
忽略高次项，可降阶近似为：
接入转速环内，电流环等效环节的输入量应为，因此电流环在转速环中应等效为：
电流环等效时间常数：
转速滤波时间常数：
转速环小时间常数：
按小时间常数近似处理，取
电压反馈系数：
采用含给定滤波和反馈滤波的模拟式PI型转速调节器。
为转速给定电压，为转速负反馈电压，调节器的输出是电流调节器的给定电压。
按设计要求，选用PI调节器，其传递函数为：
按跟随和抗扰性能都较好的原则，取h=5，则ASR的超前时间常数为：
转速开环增益为：
于是，ASR的比例系数为：
转速环截止频率为：
电流环传递函数简化条件为：
转速环小时间常数近似处理条件为：
按所用运算放大器取，则
，取66.6kΩ
按退饱和超调量的计算方法计算调速系统空载启动到额定转速时的转速超调量：
4系统调试
4.1系统结构框图
图4-1系统结构框图
4.2系统单元调试
4.2.1基本调速
①速度调节器（ASR）和电流调节器（ACR）的调零
把调节器的输入端1、2、3全部接地，4、5之间接50K电阻，调节电位器RP3，使7端输出绝对值小于1mv。
②速度调节器（ASR）和电流调节器（ACR）的输出限幅值的整定
在调节器的3个输入中的其中任一个输入接给定，在4.、5之间接50K电阻、1uF电容，调节给定电位器，使调节器的输入为-1V，调节电位器RP1，使调节器的输出7为+4V（输出正限幅值）；
同样把给定调节为+1V，调节RP2，把负限幅值调节为-4V。
③零速度封锁器（DZS）观测
首先把零速封锁器的输入悬空，开关S1拨至“封锁”状态，输出接速度或者电流调节器的零速封锁端6，无论调节器的输入如何调节，输出7始终为零。
把面板上的给定输出接至零速封锁单元其中一路，另一路悬空，增大给定，测量零速封锁单元输出端3：
给定的绝对值大于0.26V左右时，封锁端3输出-15V；
减小给定，给定的绝对值小于0.17V左右时，封锁端3输出+15V。
把给定加到另一路进行同样的操作。
4.2.2转速反馈调节器、电流反馈调节器的整定
把电机、220V直流电源接入系统，系统接成开环。
把正给定接入脉宽发生单元，调节给定，使转速稳定在1600rpm，调节转速反馈调节器中的RP1，使3端输出的电压为-4V。
加大负载，使电机的电枢电流稳定在1.3A，调节电流反馈调节器，使电流反馈调节器3端输出的电压为+4V。
4.3实验结果
4.3.1开环机械特性测试
把电机、直流电源，接入系统，电动机、发电机加额定励磁。
缓慢增加给定电压Ug,使电机升速,调节给定电压Ug和负载Rg使电动机（DJ15）的电枢电流Id=1.1A,转速达到1200rpm。
在测试过程中逐步增大负载电阻Rg的阻值（即减小负载）就可测出该系统的开环外特性n=f（I2），将其记入下面的表格：
n（rpm）
1200
1176
1153
1136
1123
1108
1080
1148
1032
I（A）
0.3
0.4
0.5
0.6
0.7
0.8
1.0
1.3
1.5
然后将电机反转，增加给定Ug（负给定）使电机反向升速，调节给定电压Ug和负载Rg使电动机（DJ15）的电枢电流Id=1.1A,转速分别达到-1200rpm。
1175
1150
1130
1125
1105
1085
11
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