大功率谐振过渡软开关技术变频器.doc

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大功率谐振过渡软开关技术变频器研究

（1）

在电力传动领域里，随着电力电子技术的不断完善和工业领域对大功率，高质量变频器日益迫切的需求，大功率变频装置的研究成为科研、开发的热点，也是电力电子变换技术在电力驱动方面科研成果转化的重点之一。

1大功率变频器的特点

对于传统的硬开关技术变频器，由于功率器件的发展，已经形成了比较成熟的电路和控制方法。

但对于大功率变频装置来说，有着它自己的特点。

　　1）主电路功率器件上的电流大如果不考虑高电压的问题，大功率变频装置的输入电压和输出电压额定值通常为三相交流380V的电压，与小功率的一样，但由于功率较大，所以主电路中的电流很大，可达到数十A到数百A，这就给电路拓扑的选择、电路元器件的设计和制造带来了很多特殊问题。

诸如直流母线的设计、吸收电路的设计等。

　　2）电路的耗散功率大，散热问题严重由于变频器功率很大，相对来说，电路损耗的绝对值很大，因此，变频器的热设计变得十分重要。

如何降低发热量，改善散热条件，降低热阻是需要认真对待的问题。

通常情况下需要采用强制风冷的措施。

　　3）可靠性要求高，需要完善的自保护和负载保护功能由于大功率变频器主电路元器件的成本较高，而且负载电机的制造成本也很高，一旦出现故障影响很大，因此，对可靠性的要求很高。

一般情况下，在提高变频器可靠性的措施中，一方面在于设计中留有足够的裕量和制造过程中的严格把关，另一方面需要在设计中考虑到各种故障可能，并采用相应的保护措施，避免危及变频器本身及负载电机的安全。

对变频器本身的保护内容包括输入过压、输入欠压，系统过热，系统过流等；对负载电机的保护包括输出过压，输出欠压，输出过流等。

　　4）控制功能的不断增加所有控制方法的最终目的应该是保证负载电机按设定转速，设定转矩运行，有速度传感器的PID调节，矢量控制，直接转矩控制以及现代控制理论（自适应控制、模糊控制、神经网络控制等）的应用。

还有涉及到变频器本身的死区补偿，空间矢量调制等细节性的算法等。

2目前大功率变频器的研究特点

　　虽然目前传统硬开关技术大功率变频装置的设计和制造已经能够满足一般的工业生产中电力驱动的要求，但也还存在着许多需要探索的地方。

　　1）开关频率的提高很久以来，人们已经认识到，如果能将变频器中功率器件的开关频率在原有基础上进一步大大提高，将会带来一系列好处。

如输出波形中的低次谐波被更有效地抑制，输出电压和电流将更趋于正弦波形，滤波器的尺寸将大大缩小等，变频器，特别是大功率的变频器，功率密度和性能将会得到很大的改善。

　　2）开关损耗的减少由于大功率变频器功率器件开关过程损耗的绝对值很大，当需要提高开关频率时，这种开关损耗将会更加明显，所以，大部分的大功率变频器中功率器件的开关频率都在几个kHz。

在某些特殊用途的变频装置里，要求输出频率远远超过工频，达到几个kHz（2kHz～5kHz），此时的开关频率必须达到几十kHz，所以，在变频装置中如何减少开关频率提高时的开关损耗，也是一个迫切需要解决的问题。

　　3）吸收电路的改善一般情况下，三相变频器中需要6个大功率开关器件，在传统的强迫换流（硬开关）条件下，和小功率变频器不同，每一个开关器件或者一个逆变桥臂上都需要一个吸收电路，此时的吸收电路需要较大电阻、电容和二极管，这不但增大了整个装置体积和安装难度，而且不能节约能源。

如何能够省掉吸收电路，又能保护功率器件的安全运行，也是人们所关注的。

　　4）变频器体积的缩小随着功率器件制造技术的发展，在大功率变频器中，为功率器件散热而设计的散热器要占很大的体积，从而使得大功率变频器的体积比较大。

对于一些特殊的应用场合，比如电动汽车，电力机车等，要求变频器功率大，体积小。

这就需要解决减小散热器体积的问题。

3大功率软开关变频器的研究目标

在有关的文献中，对三相变频器在电力传动方面期望实现的有关性能指标进行了描述。

　　1）电机在额定转速运行时效率大于98％，在10％额定转速运行时效率大于80％对于传统的硬开关变频器来说，当功率器件为绝缘栅双极型晶体管（IGBT）时，影响效率的主要因素中，必须考虑的两个最重要的功耗来源，就是导通损耗和开关损耗。

软开关技术可以消除功率器件的开关损耗，所以，可以使变频器的运行效率达到最大值。

电机在额定转速运行时，变频器的输出功率最大，故其效率达到最高，电机低速运行时，输出功率较小，而变频器中开关损耗的变化不大，故其效率低。

　　2）制造成本<相对于传统的硬开关技术变频器，软开关技术变频器由于要额外地增加辅助的谐振电感和用来控制谐振发生和终止的辅助开关（功率器件）以及相关的控制电路，但是，对于大功率的变频器，还可以省掉一些元器件（比如每个桥臂上原有的吸收电路及有关的输出滤波装置等）。

另外，随着电力电子器件设计和制造技术的发展，电力电子器件的价格也越来越低，所以，对于整个软开关技术变频器来说，其制造成本不会有明显的增加。

kW>

　　3）功率密度>100kW/ft3（3.53W/cm3）软开关技术变频器优良特性的最大体现，一是功率器件的开关频率可以大幅度提高，二是开关损耗的大幅度降低。

这就意味着功率器件在工作时本身的散热量会大幅度降低，为功率开关而设计的散热器尺寸会大大减小，这样，功率密度肯定会大大提高。

当然，辅助谐振网络和控制电路的安装要增大尺寸，但是，辅助开关器件的尺寸只有主开关器件的几分之一，相对于传统的无源吸收器电路（二极管＋电容＋大电阻），谐振吸收器电路（开关＋电容＋小电感）明显缩小了。

　　4）dv/dt<1kV/μs功率器件上并接的吸收电容能够大大减小功率器件关断时的dv/dt，但它并不能消除dv/dt，相对于传统的硬开关，1kV/μs的电压变化率已经是一个不错的指标了。

　　5）开关频率>20kHz功率器件的开关频率指标定为20kHz以上，是考虑到音频信号的频率在18kHz以下，当开关频率大于18kHz以后，将不会产生音频噪音。

　　6）可靠性在电机寿命之内没有问题变频器的可靠性取决于两个方面，一是装置所用元器件的使用寿命，二是电路设计的合理性（主要包括工作原理和保护设计的合理性）。

　　7）EMI零电磁辐射不产生干扰电磁兼容性是近年来电力电子设备设计时备受关注的问题。

变频器的大量使用，带来了相互干扰的问题，有时可能导致致命的后果。

电磁兼容性（ElectromagneticCompatibility－EMC）包含两个方面的内容，即电磁敏感性（ElectromagneticSusceptibility－EMS）和电磁干扰（ElectromagneticInterference－EMI），分别表示变频器抵抗外来干扰的能力和自身产生的干扰强度。

针对电磁兼容性的国际和国内标准很多，有些要求设备能够抵抗一定形式和强度的干扰，另一些要求设备产生的干扰强度不能超过一定值。

一个EMC合格的产品应该能够同时满足这两方面的要求。

　　变频器是一种能够产生较强宽频带电磁信号的设备，很有可能对其周边设备造成干扰。

同时它又是一种比较容易受到干扰的设备，多数电子设备在受到干扰时仅表现为性能的劣化，而变频器，特别是大功率的变频器则不同，一定形式和程度的干扰甚至有可能造成变频器本身的严重损坏。

因此，其电磁兼容性更应该引起充分重视。

4降低功率器件开关损耗的途径

　　传统的硬开关技术变频器在开关切换期间存在着一些问题，图1给出了现在常用的系统构成。

图2给出了感性负载下，三相逆变器中U相桥臂功率器件在一个开关周期内典型的电流和电压工作波形。

图1用于驱动三相交流电机的电压源三相逆变器系统一般构成

图2一个开关周期内功率开关器件和反并联二极管上的电流和电压波形

对于由两个功率开关S1和S4构成的一个逆变桥臂（S1在上，S4在下）来说，当S4开通时，通过感性负载的电流将开始增加。

当S4被关断时，感性负载中的电流不可能立刻发生变化，它必须通过S1上的反并联二极管D1进行续流。

　　假设初始电流流过二极管D1，当S4开通时，负载电流将从D1转移到S4，遗憾的是，二极管D1不能立即从正向导通状态恢复到反向阻断状态，相反，在D1恢复到能承受反向电压之前，D1中有一个峰值很大的反向恢复电流，这个反向恢复电流也要流过S4。

所以，此时流过S4的电流是负载电流和D1反向恢复电流之和。

而且，此时S4上的电压仍然为直流母线电压。

这样，S4开通时，将产生很大的开通损耗。

而且将承受很大的电压和电流应力，如果这个应力超过其安全工作区的极限，功率开关器件将永久损坏。

另外，当D1开始承受反向电压时，反向电流减少到零的同时承受一个很高的电压和一个很大的反向电流，因此，反并联二极管也将产生很大的功耗。

　　当S4被关断时，负载电流转移到二极管D1中，S4两端的电压慢慢上升到直流母线电压，此时流过S4的电流基本上等于负载电流；当S4中的电流减小到零，此时它承受的还是直流母线电压。

因此，在S4关断期间也有一个较大的功率损耗。

　　中等功率和大功率的电压源三相逆变器，常常用到诸如双极型晶体管（BJT），IGBT和门极可关断晶闸管（GTO）等，这是由于这些器件的电流和电压额定值要高于功率场效应晶体管（MOSFET）。

然而，这些器件的开关特性相对较差，特别是在硬开关条件下的关断拖尾电流，将产生很大的开关损耗。

另外一个开关损耗的来源是功率开关上反并联二极管的反向恢复电流，它将在硬开关条件下引起明显的开通损耗。

　　近年来，高性能的IGBT已成为交流电机调速系统普遍选择的器件。

图3给出了带反并联二极管的IGBT工作在占空比为50％时功率损耗的计算结果。

可以看出，随着工作频率的增加，功率损耗迅速增大，这表明开关损耗比通态损耗更重要。

图3IGBT和反并联二极管功能（直流母线电压400V，电机电流15A）

另外，分析功率开关在各个工作期间的功率损耗也很有意义，图4给出了IGBT在通态，关断和开通等阶段的功率损耗及总功耗。

应当指出，虽然在工作频率低于5kHz时，IGBT中的通态功率损耗是主要的，但当工作频率较高时开关功耗则变为主要的，更重要的一点是，开通功率损耗显然比关断功率损耗还大，这是因为，IGBT开通期间需要通过一个很大的反并联二极管的反向恢复电流。

已经发现，能够减少开关功率器件关断时间的方法经常伴随着其在导通状态下压降的增加，这样也增加了开关功率器件的通态功率损耗。

图4IGBT各个工作阶段的功耗（直流母线电压400V，电机电流15A）

图5示出了功率器件开关期间的电压，电流和功率损耗示意图。

在功率器件开通瞬间，器件中电流包括从零上升到负载电流，再加上二极管的反向恢复电流及寄生电容的充电电流。

典型情况下，将出现峰值电流和极高的器件损耗峰值。

在功率器件关断瞬间，器件两端的电压从零上升到直流母线电压，由于线路电感的存在，由Ldi/dt引起的电压冲击将超过直流母线电压，当然，这个冲击电压可以通过很好的电路设计和高频率的直流母线吸收电容来缩小。

另外，关断损耗对于不同类型的功率器件有所不同，主要取决于关断延迟和电流下降时间。

在不同类型的功率器件中，MOSFET的开关损耗最小，IGBT随着制造工艺和载流子的寿命的不同而有所不同，也有一些速度极高的IGBT具有很小的关断损耗,可以和MOSFET相媲美。

一般情况下，由于BJT有一个较长的关断时间，所以也有比较高的开关损耗。

图5硬开关条件下的器件开关波形

在开关过程中存在的另外一个问题是器件上的电压变化率dv/dt。

在开通时，器件电压下降为零；关断时，开关上的电压在上升到直流母线电压时有一个过冲，典型的开关器件开关时电压变化率>2000V/μs，如果考虑到门极驱动时的小电阻，可达到5000V/μs。

器件两端的寄生电容典型值在2～10nF之间，这个值可以在实验室测量出来。

通常情况下由于电压变化率和寄生电容之间的耦合影响，使得器件节点漏电流可以高达50A，这个耦合电容电流在开通时可能和线路电感之间产生振荡，从而导致EMI问题。

在器件两端并联一个电容可明显地缩小器件的关断损耗和关断时的电压变化率，但是，从另外一个方面又明显地增加了器件的开通损耗。

图6解释了器件两端并联电容时的开通情况。

假定初始条件为负载电流从二极管D2通过，当S1开通，需要关断D2，储存在电容Cr1中的能量将通过S1在一个近似于零电阻通道进行放电。

当D2被关断后，电容Cr2将通过S1由直流母线电压对其进行充电，也几乎是一个零电阻通路。

二极管反向恢复电流和电容充放电电流典型情况下要远远大于负载电流，从而引起较大的开通损耗。

图6（b）给出的波形说明了如果使用反向恢复速度较慢的二极管，则器件开通时的峰值电流将超过负载电流的20倍以上。

（a）开通电路示意图（b）开通波形

图6开关器件两端并接电容时开通电路示意及波形

硬开关条件下，S1的开通电流is1可以用式

（1）来表示，

is1=iLoad＋iD2（rr）＋iCr1＋iCr2

（1）

式中：

iD2（rr）为二极管D2的反向恢复电流。

如此之高的开通电流导致器件的开通损耗和开关噪音大大增加，当主开关器件选用一般的MOSFET时，这种状况将变得更加糟糕。

讨论了硬开关条件下变频器中存在的种种问题之后，采用软开关技术的变频器就是一种逻辑上较好的选择。

　　1）可以缩小开关损耗功率器件并联电容可以明显地减小功率器件的关断损耗，如果能够解决功率器件开通时零电压问题，则会达到提高效率，更好利用器件，减小散热片和冷却器的体积的目的。

　　2）可以减小开关时的电压变化率在软开关技术变频器中，通过增加谐振电感，和吸收电容构成谐振回路，在功率器件开通信号之前，使电容上的能量转移到谐振电感上，电容两端的电压（开关两端的电压）为零，使得功率器件在零电压下开通，避免在开关期间电容的充放电电流，避免电感电流通过负载，以减小和开关有关的EMI。

　　3）可以大大提高开关频率软开关技术的实现，开关频率的提高，就能够避免音频噪音，减小转矩和电流的毛刺，提高响应速度。

5结语

对大功率谐振过渡软开关变频器的特点，存在问题，研究目标和所要实现的性能指标作了概括性的总结。

在续文中，将深入介绍该类型软开关变频器的主电路和控制电路的设计。

（待续）

大功率谐振过渡软开关技术变频器研究

（2）

1概述

　　　在软开关技术三相变频器电路的研究中，谐振过渡软开关技术模式综合考虑了PWM技术和软开关技术的优点，这种电路的基本构想是在保持传统三相PWM逆变桥工作方式不变的情况下外加一个辅助的谐振电路。

辅助谐振电路仅仅工作在逆变桥主功率开关器件工作状态改变时一个很短的瞬间，所以对辅助电路中开关功率的要求很小，又能为逆变桥上的所有开关管和二极管状态的改变提供软开关条件。

另外，谐振过程充分利用了逆变桥中主开关上的寄生电容和跨接的关断吸收电容，所以，比较适合于现有的以IGBT为基本器件构成的三相电机驱动用变频器电路。

相对来说，是一种非常具有实用前途的软开关技术变频器结构。

2零电压过渡变频器主电路的选择

在主电路设计方案的选择中考虑了以下的几个因素。

　　1）性能价格比的提高在三相变频器中采用软开关技术，一个最重要的目的就在于通过提高功率开关器件的开关频率来改善变频器的输出性能，但是，为了实现软开关技术，需要在传统的硬开关技术变频器电路中增加辅助谐振网络。

谐振网络由谐振电感和辅助开关构成，辅助开关的增加，必然要导致成本的增加，当然，零电压过渡变频器虽然增加了几个辅助开关和谐振电感，但又省掉了一些吸收元件。

　　2）控制方式的简化在三相软开关技术变频器中，增加了辅助开关，必然要为这些辅助开关设计控制电路，还需要按照一定的逻辑来实现。

这种控制逻辑的复杂程度直接取决于主电路拓扑结构的选择。

　　3）微控制器的可实现性在现有的变频器中，控制器大多采用16位的CPU单片机，虽然其运算速度越来越快（比如，现在常用的DSP微处理器可以达到执行每条指令只需要50ns），但由于微处理器的硬件资源有限，所以，在软开关逆变器主电路的设计中，辅助开关的数量选择也是一个需要考虑的问题。

比如，在拓扑中有的用了一个辅助开关，也有的用了6个辅助开关，各有各的优点。

另外，还要考虑辅助电感的损耗问题。

所以需要综合考虑。

4）研究思想的转变随着电力电子技术和微电子技术的发展，功率开关器件的制造成本在大幅度地降低，微处理器的处理能力和硬件资源也得到了很大的发展，所以，对零电压过渡三相PWM逆变器的电路拓朴的研究思想也在发生着转变，研究人员改变了原来的只是尽量减少辅助开关数量以达到控制电路简单的想法，继而向着控制逻辑简单，易于实现，具有实用化价值的方向发展。

　本文中零电压过渡三相PWM软开关技术变频器主电路的选择如图1所示。

　图1ZVT-PWM三相变频器主电路结构示意图

在该种电路中，对于每相桥臂，增加一组谐振元器件：

一个单向导通开关，一个谐振电感和一个阻断或导通的二极管。

这种电路相对于谐振直流环节变频器结构来说，虽然对于每一相都需要一个辅助开关，但这个辅助开关的功率却只有主开关的几分之一，这是由于辅助开关的导通比很小。

考虑到开关频率和谐振电感的设计，通常只有主开关体积的1/10左右。

3零电压过渡变频器主电路的设计

　　从前面对零电压过渡软开关技术变频器工作过程的分析中，可以得出以下在主电路设计中需要考虑的结论。

　　1）零电压过渡软开关技术在一定程度上借鉴了零电压过渡DC/DC变换器的思想，就是仅解决功率开关器件关断时的零电压条件，而功率开关器件的关断过程还是依靠在功率开关器件两端并接吸收电容的方法来控制关断浪涌电压和续流二极管恢复浪涌电压，以此来减少功率开关器件的关断损耗。

但在功率开关器件开通时，零电压条件的产生也和该吸收电容有关，此时的吸收电容成为谐振电路中一个很重要的谐振元件。

所以，该吸收电容的选择要综合考虑各方面的要求，当然满足功率开关器件的关断吸收是首先应该考虑的。

这在主电路的设计中需要借用硬开关技术变频器的一些设计思路。

　　2）零电压过渡软开关技术的最明显特点是减小了功率开关器件的开关损耗，而开关损耗在硬开关技术逆变器中的直接表现就是功率开关器件的发热，所以，要合理地设计为功率开关器件散热而使用的散热器。

软开关技术变频器中如何根据其工作过程来设计散热器也需要借用硬开关技术变频器中的一些思路。

　　为了更好地阐述零电压过渡软开关技术变频器中主电路的设计，将以硬开关技术变频器的设计思路为依据，采用对比的方法加以描述。

3.1功率开关器件类型和参数的选择

　　功率开关器件类型的选择应该根据变频器容量和对体积重量的要求来确定，还要考虑开关频率，制造成本等多方面的要求。

把MOS技术引入功率半导体器件带来了一系列应用上的优点。

令人特别关注的是绝缘栅双极晶体管（IGBT），它已开始并在工业类、消费类和军用类电力电子系统中产生了重要的影响。

随着IGBT在20kHz的硬开关中的应用以及频率更高的软开关中的应用，人们期待IGBT模块能够在许多应用领域中取代MOSFET模块和双极型达林顿模块。

IGBT已在1～10kHz这个以前由双极型晶体管占主导地位的，功率高达1000kW的中低频领域中得到应用。

　　在本文软开关技术变频器的主电路的设计中，考虑到负载的感性特征，我们采用将功率开关和其上反并联的二极管一体化封装的IGBT。

通常情况下，功率开关器件参数的选择应考虑以下几个方面的因素。

　1）功率开关器件额定值（额定电压和额定电流）的选择根据功率开关器件生产厂家提供的资料（比如，日本三菱公司的应用手册），正确选用IGBT有两个关键的因素：

一是功率开关器件关断时，在任何被要求的过载条件下，集电极峰值电流必须处于开关安全工作区的规定之内（即小于两倍的额定电流）；二是IGBT工作时的内部结点温度必须始终保持在150℃以下。

在任何情况下，包括电机过载时，都必须如此。

　　2）功率开关器件的安全工作区（SOA）选择设计中很重要的一点是防止IGBT因过电压或过电流而引起的损坏或工作的不稳定。

例如，用于电机控制和作为变压器负载的变频器或斩波器，IGBT有规范其开通过程和通态工作点额定值的正向偏置安全工作区（FBSOA），规范其关断过程和断态工作点额定值的反向偏置安全工作区（RBSOA）和规范其短路容量的短路安全工作区（SCSOA）。

　　3）各种降额因素的考虑由于功率开关器件的实际工作条件同手册中给出的指标的测试条件是不同的，因此，实际使用中功率开关器件能达到的指标同手册中给出的指标相比都会有差别，实际使用中这些指标都会下降。

引起器件降额的最主要因素是温度，而降额最明显的指标是功率开关器件的电流容量。

由于半导体在较高的温度条件下会变成导体从而失去电压阻断能力，因此，功率开关器件工作中管芯的温度——结温不能超过允许值，这一上限同管芯材料和工艺有关。

功率开关器件使用手册给出的电流容量通常是在壳温为25℃，结温为上限的条件下测得的数据，而实际使用时壳温往往要高得多，结温又必须与上限值保持一定的裕量，因此，允许的结—壳温差要小得多，从而使器件实际允许的耗散功率大打折扣。

由于耗散功率同流过器件的电流密切相关，因此器件实际允许的电流容量也就下降了。

　　在实际的设计中，应该计算出功率开关器件工作时的电压和电流峰值，并根据安全工作区（SOA）来初步选择器件的电压和电流容量，然后根据估算的器件发热功率和最高环境温度估计器件工作时的壳温，再根据壳温来决定降额量。

由于降额，可能需要将最初选定的器件容量放大，才能最终决定器件的参数。

考虑到工作时的电压、电流的冲击，器件的参数选择应留有充足的裕量。

另外，还要考虑IGBT生产厂家有关的生产规格。

根据图1主电路的结构图，功率开关器件选择包括两个部分。

　　1）相当于传统硬开关技术变频器中的三相逆变桥电路中的开关功率器件S1—S6相对于传统的硬开关技术逆变器来说，零电压过渡软开关技术变频器中主功率开关器件工作过程中的最大改变就是在零电压条件下开通，由于硬开关技术变频器中也有吸收电路的存在，所以，主功率开关器件的关断过程两者是一样的。

另外，主功率开关器件的稳态损耗两者也是一样的。

所以，在本项目的研究中，对主功率开关器件的选择参考了硬开关技术变频器的选择原则。

根据日本三菱公司的使用手册（见表1），50kV·A（37kW）变频器的电流有效值为75A，峰值电流为106A。

考虑到1.4倍的降额因数，留够2倍的工作裕量，故选定主功率开关器件S1—S6的额定参数为1200V，300A。

　　2）辅助谐振回路中的辅助功率开关器件Sr1—Sr6辅助开关的工作时间可以控制得很短，所以，对其功率要求比较小，但通过其中的峰值电流并不小，还要高于主开关功率开关器件S1—S6，对于IGBT来说，无论峰值电流通过的时间长短，其额定电流的选择一定要保证为通过其峰值电流的1.5～2.0倍。

但是，在这里可以充分利用IGBT的安全工作区，在安全工作区内，IGBT可以承受至少两倍的额定电流值，且不会对IGBT有任何的损坏。

根据相关文献[1]的分析，辅助开关中通过的最大电流isrm可以表示为

isrm=Ix＋irm=Im＋E/

（1）

式中：

Ix为预置电流；

Im为相电流最大值；

irm=E/。

在一个主开关的开关周期内，辅助开关中通过的平均电流isr为

isr=IxTsr/2Ts

（2）

式中：

Tsr为辅助谐振回路的谐振周期；

Ts为主开关器件的开关周期。

通过有关参数设计选择，可以使得辅助开关中通过的平均电流满足

isr=Im×5％（3）

　　根据变频器的容量选择以及后面对吸收（谐振）电容及谐振电感的选择，可以得出Ix约为180A，irm大约为80A，则辅助开关中通过的最大电流isrm约为260A，所以，选择辅助开关Sr1—Sr6的额定参数可以为1200V，30