完整版单相光伏并网逆变器的研究40本科毕业设计41.docx

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完整版单相光伏并网逆变器的研究40本科毕业设计41

单相光伏并网逆变器的研究

轮机工程学院

摘要

能源危机和环境问题的不断加剧，推动了清洁能源的发展进程。

太阳能作为一种清洁无污染且可大规模开发利用的可再生能源，具有广阔应用前景。

并且伴随“智能电网”理论的兴起，分布式电力系统正日益受到关注，光伏逆变系统作为分布式电力系统的一种重要形式，使得对该领域的研究具有重要的理论与现实意义。

论文在分析光伏逆变系统发展现状与研究热点的基础上，探讨了光伏逆变系统的主要关键技术，对直接影响光伏逆变系统的工作效率以及工作状态的最大功率点跟踪控制、光伏逆变器控制等技术进行了详细研究。

为研究光伏逆变系统，本文建立了一套完整的光伏逆变系统模型，主要包括光伏电池模块，前级DCDC变换器，后级DCAC逆变器，以及相应的控制模块。

为了提高系统模型的准确性及稳定性，论文设计了一种输出电压随温度光照改变的光伏电池模型，提出了一种基于Boost升压变换器的最大功率点跟踪（MPPT）控制策略，并且将正弦脉冲宽度调制技术（SPWM）应用于逆变器控制。

最后在MatlabSimulink软件环境下搭建了光伏逆变系统的整体模型，完成系统性的实验验证。

经过仿真实验验证，所提出的光伏逆变系统设计方案正确可行，且输出达到了设计要求，为进一步实现并网功能提供了条件，具有较高的实用参考价值。

关键词：

光伏电池；最大功率点跟踪；光伏逆变系统；正弦脉冲调制技术

ABSTRACT

Withintensifyoftheenergycrisisandenvironmentalproblems,thedevelopmentofcleanenergy.Thesolarenergybecauseofitsfriendly-environmentaladvantageandrenewableproperty.WiththepropositionoftheSmartGrid,DistributedPowerSystem.AsanimportantformofDistributedPowerSystem,photovoltaicinvertersystemisthekeyoftheresearchinthisfield.

Thispaperdiscussesthekeytechniquesofphotovoltaicinvertersystemonthebasisofanalysisofdevelopmentandresearchtechniquessuchasmaximumpowerpointtracking（MPPT）whichworkefficiencyandworkconditionandtechnologyofPVinverter.

InordertoresearchPVinvertersystem,thispaperbuildsanintegralmodel,includingPVbatterymodelandDCDCconverterandDCACsinglephaseinverteraswellascorrespondingcontrolmodels.Inordertoimprovethevalidityandthestabilityofthesystem,thepaperusesaPVbatterymodelwhoseoutputvoltagechangeswithintensifyoftheilluminationandtherealtimetemperature.AndthispaperproposesacontrolmethodofMPPTonthebasisofBoostconverterandappliestheSinusoidalPWMinsinglephaseinvertercontrol.Atlast,wewillbuildanintegralPVinvertersystembyusingMatlabSimulinksoftware,togetaverificationandvalidation.

Throughmanysimulationexperiments,theproposedphotovoltaicinvertersystemdesigniscorrectandfeasible.Andtheoutputindicatorsmeetthedesignrequirements.Thesystempavestheroadtothefurtherimplementandgridconnectionand，在这段过程中电感L上积蓄的能量为UiiLton。

当T处于关断状态时，升压电路的输入电压Ui和电感L共同向负载端电容C2充电并向负载提供能量，假设开关管T位于关断状态的时间是toff，这段过程中电感L放出的电能为（U0–Ui）iLton。

则有：

（2.13）

化简得，

（2.14）

如果将电路中的损耗忽略不计，则负载消耗的电能只是由电源提供，即：

（2.15）

2.4.3后级单相全桥逆变器的工作原理

单相全桥逆变电路的原理图如图2.10示，它一共有4个桥臂，其中1个可控器件和1个反并联二极管组成一个桥臂，每一个半桥电路又由上下两个桥臂组成，2个半桥电路组合成一个全桥逆变电路。

在电压型逆变电路中，为了防止直流侧短路导致开关管电流过大烧坏，同一个半桥上的上下两桥臂不允许同时导通，即开关管T1和T3，T2和T4不能同时导通，这就要求其控制脉冲存在互补的关系。

在一个开关周期内，开关管T1和T4、T2和T3互补交替导通。

当开关管T1和T4导通、T2和T3截止时，两桥臂之间的电压U0﹦Ud。

在由开关管T1和T4截止到T2和T3导通的过渡过程中，二极管D2、D3延续电流，从而使得流过电感L的电流连续，这时逆变器输出的电压U0﹦-Ud。

当电流下降为0时，开关管T2、T3导通，流经电感的电流反向，逆变器输出端输出电压U0﹦-Ud。

同理，在控制器发出栅极驱动信号使得开关管T2、T3截止和T1、T4导通时，二极管D1、D4续流，输出电压U0﹦Ud，一直持续到续流电流减小至0后，开关管T1、T4才导通，输出电压U0﹦Ud。

以后逆变器将不断重复以上过程，从而完成对直流电能的逆变。

图2.10单相全桥逆变电路

2.5最大功率点跟踪模块的原理及分析

2.5.1最大功率点跟踪原理

早期的并网逆变发电中存在着能量转换效率低、输出不稳定等问题。

为解决此类问题，MPPT逐渐得到推广与发展。

最大功率点跟踪控制的基本思想就是依靠不断调节光伏阵列末端的输出电压，尽量使其数值逼近此时环境下输出功率最大时所对应的电压，从而提高系统发电能力。

在当前电池发电效率低的现状下，通过MPPT进行功率提升的成本要低于增加光伏模块中电池个数提升功率的成本。

因此，最大功率跟踪装置也成为现代光伏发电系统中关键的部分，且未来经济潜力巨大，具有很大的市场空间。

为了确定光伏阵列以最大功率状态输出的须满足的条件，下面以带直流性负载的发电系统为例进行分析，交流负载也同样适用。

图2.11为光伏电池带直流负载工作时的等效电路。

图2.11光伏系统等效线性电路

上图中Ri是光伏电池的等效内阻，Vi是阵列内的电压。

通过电路原理计算出直流负载Ro消耗的功率为：

（2.16）

因为负载变化导致其分配功率发生变化，Vi、Ri都是常数。

因此为了让负载消耗的功率最大，将式（2.13）两端分别对Ro进行求导，得

（2.17）

显然当上式为0时，PRo是连续变化的，在时间很短时将其特性近似为线性的是可行的。

因此对式（2.16）进行求导取极值的处理是正确的。

从式（2.17）中可得，当外接负载的阻值等于光伏电池的内阻时，电池发出的功率最大客观上讲，无论是光伏电池还是DCDC变换器的特性都属于非线性特性，但可以改变直流-直流变换器的等效电阻使之与电源等效内阻相等，然后就不仅可以在负载变化微分段中实现最大功率跟踪，而且可通过重复上述工作可实现各负载变化微分段的MPPT[28]。

当光伏电池内阻等于直流-直流转换器等效电阻时，转换器上分得的电压为Vi2，也就是说通过调节负载两端电压到Vi2，光伏电池发出的功率就能够达到最大。

有文献介绍通过调节光伏电池输出电压实现MPPT，其实调节负载电压与光伏阵列输出电压本质上是一样的。

2.5.2爬山法

爬山法可理解为一种自寻优的控制过程，它的控制思想是：

第一步，得出光伏阵列输出端的电压、电流信号，并利用乘法器将两者相乘得到此刻的功率（现时功率），第二步，将此刻的功率（实时功率）与前一时刻的功率（记忆功率）进行对比，利用对比之后的结果判断电压的增减[29]。

图2.12光伏电池伏安特性

图2.13负载特性与爬山法MPPT寻优过程

图2.12为光伏电池的负载特性（P-U）图，从图中可以看出光伏电池P-U曲线是一个单峰函数，其极值处即为功率最大的点。

从光伏阵列接收太阳能开始，其输出电压会周期性的发生弱变。

这里第一步首先将当前输出功率值（现时功率）P2与上一时刻记忆功率值P1进行比较并进行判断：

若功率增加（即P2>P1），则可按输入的此变化方向继续变化一个∆V；若功率减少，则向其变化的反方向变化一个∆V。

如此重复上述过程即可实现动态跟踪。

例如，如果当前输出电压在Ｖpmax（最大功率点处对应的横坐标电压值）左侧时必须增大电压值；反之，应该减小输入电压，这样方可实现功率输出按照特性曲线渐变至最大功率点[25]。

图2.13为光伏电池伏安特性（I-U）图，图中a、b、c、d、e五个点为电池负载特性与伏安特性交点（即实际工作点）。

系统经过如上段所述过程达到a’、b’、c’、d’、e’任意一个最大功率点后，经过一个时间延迟∆t后会重复前述过程，往复进行可控制光伏电池输出功率值动态保持在最大功率点附近。

图2.14为爬山法的控制原理。

图2.14爬山法MPPT控制原理示意图

从上述分析可以得出，判断光伏阵列实时工作点所在位置的重点是MPPT装置。

假设P（i）为现时功率、P（i-1）为记忆功率，则具体的判别方法总结如下：

1）当时，若，工作点在点左边，应提高电压；若，工作点在点右边，应降低电压；

2）当时，若，工作点在点右边，应降低电压；若，工作点在点左边，应提高电压。

2.6本章小结

本章主要包括并网逆变器的分类和并网逆变系统的拓扑结构，光伏电池原理及数学模型，Boost升压电路和逆变器的原理，最大功率点跟踪模块的原理等内容，并对本文用到的爬山法最大功率跟踪技术进行了简要介绍，经过论证本文选用了两级式光伏并网逆变器的拓扑结构。

第3章光伏并网逆变器的控制及实现

3.1并网逆变器的SPWM技术

在当前的光伏并网逆变器设计中，PWM技术被广泛使用，其全称是PulseWidthModulation（脉冲宽度调制）。

SPWM技术与PWM相似，但其不同之处在于SPWM改变了脉冲调制方式，即调制信号为期望得到的正弦波，载波为三角波，在正弦波与三角形载波相交时，用交点来完成对开关管导通或关断的控制[30]。

在直流-交流逆变器领域，这种技术应用广泛。

3.1.1SPWM调制技术原理

在自动控制理论中存在这样一个原理：

在惯性系统中，对于大小、波形不一致的窄脉冲变量来说，如果它们的冲量（面积）即变量对在坐标轴上时间的积分相等，其作用的效果相同。

此理论也称冲量等效原理，SPWM理论正是基于这一原理[31]。

通常在正弦波每个周期内将其均分为2N份，来获得这种接近于正弦波的脉宽调制波形。

每一个经过等分的脉冲宽度都是πN，这样一个周期的正弦波便可看成2N个彼此相连的脉冲序列，这些脉冲的宽度相等但是幅值不相等。

通过运算就可得出在等时间间隔中正弦波与坐标轴所围成的面积，并且都存在一个幅值为Ud的矩形电压脉冲来替代与其相对应的的正弦波部分。

这样2N个宽度不等，但幅值相等的矩形脉冲序列就组成了一个与正弦波等效的脉宽调制波形，其半个周期的波形如图3.1所示。

图3.1PWM波等效正弦波

显而易见，当N取值非常大时，得到的等效的矩形脉冲序列将与正弦波的波形十分相似。

3.1.2单相单极性SPWM逆变器

我们以图2.11所示的单相桥式PWM逆变器电路说明单极性SPWM逆变器的工作原理，图中VT1–VT4四只功率开关管构成桥式逆变电路，而PWM输出的驱动脉冲的宽度由参考正弦波Ur和三角波Uc决定。

单极性调制中四个不同的信号分别控制四个开关管，其中由一正弦参考波与三角波相比较产生VT1和VT2的控制信号。

当采用单极性调制方式时，在正弦波的半个周期内系统逆变电压的极性不发生变化，在开关切换的过程中，逆变输出电压先变为零，电流通过主电路中的二极管续流。

这样一直不停的进行这一过程，在一个正弦波半周内调制脉冲电压始终为一个极性，输出端输出的逆变电压有为零的过程。

PWM的工作方式遵照以下原则:

（1）VT1和VT2通断互补，VT3和VT4通断互补；

（2）在Ur和Uc极性变换时刻实现功率开关管VT1–VT4的通断转换。

在Ur处于正半周时，VT1导通，VT2关断。

当Ur>Uc时，VT4导通，VT3关断，此时，U0=Ud。

而当Ur

在Ur处于负半周时，VT1关断，VT2导通。

当Ur>Uc时，VT4关断，VT3导通，此时，U0=-Ud。

而当Ur

3.1.3单相双极性SPWM逆变器

与单相单极性SPWM逆变器中的开关管控制相比，双极性调制中两桥臂交叉对应的开关管VT1和VT4，VT2和VT3分别组成一组，控制信号同时其开通或关断，两组开关管的导通状态呈互补关系。

单极性电路的正弦波Ur和三角波Uc同相，与其相比双极性SPWM逆变器的不同之处在于电路的三角波Uc在正弦波的半个周期内有正有负，所得到的PWM波也有正有负。

双极性PWM逆变器原理如下：

在Ur>Uc时，VT1和VT4导通，VT2和VT3关断，U0﹦Ud；

在Ur

双极性SPWM逆变器的突出特点是不存在电流的续流过程，这就造成输出电流的变化率比较大，从而对外界的形成的干扰较强。

相比于双极性SPWM逆变器，单极性SPWM逆变器的优点是系统中存在电流续流过程，这就使得输出电流的变化率较小，谐波分量比较小且便于消除，从而也会减小对外部设备相应的的谐波干扰。

每次开关管开通或关断时，单极性调制电压变化的幅度仅为双极性调制的一半，这就使得开关管所受的开关应力比较小。

此外，单极性调制的倍频现象使系统对外部的干扰减小，因此本文采用单极性调制方式。

3.2光伏并网逆变器的输出控制

3.2.1并网逆变器的控制目标

光伏逆变并网系统的作用是将光伏电池组件发出的直流电转换为正弦交流电，然后转换过的正弦交流电流入公用电网从而向电网供电。

光伏逆变并网系统其实是一个有源逆变的系统[32]。

虽然各种光伏并网的控制策略不尽相同，但其都有着一致的目标，即通过对逆变器中的可控器件进行控制使其输出高质量的正弦交流电流，同时输出的正弦电流还满足与公用电网电压保持同频同相，所以一般控制系统都是将并网逆变器输出的正弦电流I作为被控制量。

图3.2为并网逆变系统在正常工况下的简单等效电路，其中UAB为并网逆变器输出端电压、Unet为公用电网电压。

对其电路图进行频域分析可得：

（3.1）

由式3.1可得出光伏逆变器并网的矢量图（图3.3），

因为在并网逆变器的输出端存在滤波电感L，使得光伏逆变器输出端的交流侧电压UAB与公用电网电压Unet之间存在相位差，所以为达到逆变器输出端的输出电流IL与公用电网电压Unet同相位的目的，公用电网电压Unet要滞后于光伏并网逆变器的输出电压UAB。

图3.2并网逆变器逆变侧的等效电路图3.3逆变器的并网矢量图

3.2.2并网逆变器的输出控制模式

就对并网逆变器的输出控制而言，目前主要有电流型控制和电压型控制这两种控制模式[33]。

电压型控制模式的原理是将逆变器输出电压当做控制系统的受控量，以此来保证逆变器输出的交流电压信号与电网电压同频同相，这时整个光伏逆变系统就可以看作一个受控电压源，并且这个电压源内阻很小；电流型控制模式的原理则是将逆变器输出端的电感电流当做控制系统的受控量，以此来保证逆变器输出的交流电流信号与电网电压同频同相，这时整个光伏逆变系统就可以看作受控电流源，并且这个电流源内阻较大。

本文中的逆变并网系统采用了电流型控制模式，被控制量是并网逆变器的输出电流。

上一节己经分析了并网逆变器工作时的等效电路图和并网矢量图，由图3.3所示，光伏并网逆变器中逆变部分将矢量图中的电流IL作为了系统控制的关键量，要实现对电流控制的目的，主要有两种方法：

一种是通过控制逆变器输出端的电压来间接控制IL，我们称此为间接电流控制；另一种是直接控制IL，从而完成对逆变器交流侧电流和功率因数控制的目地，我们称其为直接电流控制。

上述两种方法的介绍如下：

1）间接电流控制这种方法只考虑了稳态控制过程，并没有将动态过程考虑进去，在稳定工作时的电流已知IL的前提下，通过控制PWM输出基波电压的幅值和相位可以间接控制并网电流。

假设输入电网的功率为P，则有

（3.2）

从而有

（3.3）

另外，逆变器输出电压满足，

（3.4）

对于SPWM逆变器，输出电压基波满足

（3.5）

其中m为调制度

所以有关系

（3.6）

从以上各参数之间的关系可以看出，它们是一一对应的，当电网电压和电感不发生改变时，通过逆变器输出的电流和功率，依据式（3.3）和式（3.6）就可以计算出Unet滞后于UAB的角度Φ和正弦脉宽调制的调制度m，也就是说，为了实现控制并网电流的目地，需要对逆变器的输出电压UAB幅值和相位进行控制，而要控制电压相位和幅值，只要控制Φ和m就可以了。

间接电流控制法控制原理简单并且易于实现，而且无需对并网电流进行检测。

但是其缺点也很明显，这种控制方法动态响应比较慢，其使用的前提是公用电网电压不会发生变化，但在现实生活中电网负载变化会对电网造成扰动，电网电压的波形也难免会发生畸变，如果将这些因素考虑进去，控制系统将会比较复杂，在前期信号的计算过程中要用到电路的参数，如果在工作过程中电路参数发生变化，将会不可避免的对控制效果造成影响。

2）直接电流控制法需要先通过运算得到公用电网侧交流电流指令值，然后再将交流侧电流反馈引入控制系统，通过直接控制交流电流，使引入的反馈值跟踪交流电流指令值[34]。

在光伏并网逆变器中，一般采用锁相环来获得公用电网的电压同步信号，之后再与预先给定的电流幅值相乘获得用来参考的正弦波电流，最后通过对交流侧输出的实际电流进行控制可以实现对这个参考电流的跟踪。

相比于间接电流控制，直接电流控制的不同之处在于引入了交流电流反馈，这种控制方法的动态响应性能更佳，不过多地依赖系统参数，另外控制系统的电路也比较简单。

瞬时值反馈是直接电流控制最显著的特点，根据跟踪方法的不同，又可将直接电流控制分为电流滞环控制，三角波比较控制，定时瞬时比较控制。

前两种控制方法在实际生产中比较常用，以下是对这两种方法的简单分析：

（1）电流滞环控制 [35]

图3.4为电流滞环控制的控制框图，如图所示，将指令电流信号i*减去实际输出电流信号i，所得到的二者差值输入滞环比较器，最后经驱动电路产生控制逆变电路的驱动信号。

电流滞环控制在开关管的工作频率比较高时，响应速度很快，负载或者电路的变化对其影响比较小。

但在设计滞环宽度时通常设定的数值是固定的，这将会导致开关管的工作频率不固定，从而对滤波器的设计工作带来很大困难，从而使滤波比较困难。

图3.4电流滞环控制原理图

（2）三角波比较控制 

图3.5为三角波比较控制的控制框图，如图所示，将指令电流信号i*减去实际输出电流信号i，所得到的差值信号输入PI调节器，放大后的信号再与高频三角载波比较经过驱动电路产生控制开关管的驱动信号。

三角波比较控制法不能无静差跟踪正弦信号，同时引入积分还会产生电流相移，进而降低电能的质量，采用P调节器可以一定程度上解决此类问题。

逆变电路中开关管的工作频率和输出电流的频谱都是固定的，滤波器设计比较容易，因此这类方法使用较多。

图3.5三角波比较控制原理图

3.3并网电流闭环控制系统数学模型 

为使控制系统具有良好的动静态性能和抗干扰性，系统的电流闭环设计显得尤为重要。

经过3.2.2节讨论本文采用基于瞬时值反馈的三角波比较控制方式。

系

统的控制框图如图3.6所示，电流iL*与并网电流瞬时反馈值iL先作差处理，再将差值送入控制器，调制波即为调节后的信号，将其与三角形载波比较，得到控制逆变器的SPWM信号，最后经滤波电感滤波后得到符合并网要求的电流。

其中，UAB为逆变器输出端电压，Unet为公用电网电压。

控制器的传递函数G1（s），为逆变器的传递函数为G2（s），滤波器传递函数为G3（s）。

根据图3.6所示的控制系统框图，可以建立系统的数学模型。

图3.6并网电流闭环控制系统框图

对逆变器的输出端有：

（3.7）

式（3.7）中，UAB代表逆变器输出电压，Unet代表公用电网电压，iL代表电网侧电流，L代表滤波电感，RL代表电感串联的等效电阻。

用复频域方法来分析式（3.7），可得：

（3.8）

其中

（3.9）

即为滤波器传递函数。

本文采用电流瞬时值反馈与三角波比较控制，在三角波比较控制中，PI控制器应用最为广泛，其传递函数为：

（3.10）

式中，KP为PI控制器的比例系数，Ki为PI控制器的积分系数。

本文设计的逆变器工作频率取10kHz，远远大于电网频率，忽略开关管的延时及死区时间的影响，逆变器可以等效为一个小惯性环节，其传递函数为：

（3.11）

式中，TPWM代表一个开关周期，KPWM代表逆变器的增益，此时的并网电流控制结构框图如图3.7所示：

图3.7并网电流PI控制结构框图

为了得到更加稳定的动态性能和更加快速的响应，通常二阶系统模型来设计控制系统，在对PI控制器的参数进行设计时，常采用工程上的二阶最佳工程设计法[36]。

由图3.7可得出控制系统的开环传递函数，为

（3.12）

为了抵掉并网逆变环节里较大的时间常数LRL，令

（3.13）

此时系统开环传递函数为：

（3.14）

很显然系统属于I型系统。

典型I型系统的开环传递函数一般形式为：

（3.15）

按照二阶最佳工程设计法设计，即令式（3.15）中KT=0.5。

 对比式（3.14），得 

（3.16）

所以，有

（3.17）

代入式（3.13），有

（3.18）

以上介绍了工程上PI控制器的参数设计方法，该方法使用时要求逆变器传递函数是已知的，式（3.11）只是逆变器传递函数的一种经验模型，与实际相比误差还是存在的，因此计算出的PI参数只作为理论指导值，在实际中还要根据具体情况作适当的调整。

3.4本章小结

本章主要介绍了并网逆变器SPWM控制技术的原理，对单极性调制和双极性调制过程进行了具体分析。

然后提出了并网逆变器的输出目标，即保证逆变器输出电流与电网