3G和4G的多址技术比较.docx
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3G和4G的多址技术比较
3G和4G的多址技术比较
一·多址技术
1．频分多址（FDMA）技术
是让不同的地球通信站占用不同频率的信道进行通信。
因为各个用户使用着不同频率的信道，所以相互没有干扰。
早期的移动通信就是采用这个技术。
2．时分多址（TDMA）技术
这种多址技术是让若干个地球站共同使用一个信道。
但是占用的时间不同，所以相互之间不会干扰。
显然，在相同信道数的情况下，采用时分多址要比频分多址能容纳更多的用户。
现在的移动通信系统多数用这种多址技术。
3．码分多址（CDMA）技术
这种多址技术也是多个地球站共同使用一个信道。
但是每个地球站都被分配有一个独特的“码序列”，与所有别的“码序列”都不相同，所以各个用户相互之间也没有干扰。
因为是靠不同的“码序列”来区分不同的地球站，所以叫做“码分多址”。
采用CDMA技术可以比时分多址方式容纳更多的用户。
这种技术比较复杂，但现在已经为不少移动通信系统所采用。
在第三代移动通信系统中，也采用宽带码分多址技术。
除了上述3种多址技术之外，还有一种叫做“空分多址”的技术。
4．空分多址（SDMA）技术
是利用空间分割来构成不同信道的技术。
举例来说，在一个卫星上使用多个天线，各个天线的波束分别射向地球表面的不同区域。
这样，地面上不同区域的地球站即使在同一时间使用相同的频率进行通信，也不会彼此形成干扰。
二·3G核心技术
3G标准：
它们分别是WCDMA（欧洲版）、CDMA2000（美国版）和TD-SCDMA（中国版）。
WCDMA
宽频码分多址（英语：
WidebandCodeDivisionMultipleAccess，常简写为WCDMA）是一种3G蜂窝网络，使用的部分协议与2GGSM标准一致。
具体一点来说，WCDMA是一种利用码分多址复用（或者CDMA通用复用技术，不是指CDMA标准）方法的宽带扩频3G移动通信空中接口。
CDMA2000
CDMA2000是一个3G移动通讯标准，国际电信联盟ITU的IMT-2000标准认可的无线电接口，也是2GcdmaOne标准的延伸，不需要新的频段分配，可以稳定运行在现有PCS频段。
根本的信令标准是IS-2000。
CDMA2000与另一个3G标准WCDMA不兼容。
TD-SCDMA
TD-SCDMA采用时分双工，上行和下行信道特性基本一致，基站根据接收信号估计上行和下行信道特性比较容易。
因此，TD-SCDMA使用智能天线技术有先天的优势，而智能天线技术的使用又引入了其他优点，可以减少用户间干扰，从而提高频谱利用率。
TD-SCDMA还具有TDMA的优点，可以灵活设置上行和下行时隙的比例而调整上行和下行的数据速率的比例，特别适合因特网业务中上行数据少而下行数据多的场合。
但是这种上行下行转换点的可变性给同频组网增加了一定的复杂性。
TD-SCDMA是时分双工，不需要成对的频带。
因此，和另外两种频分双工的3G标准相比，在频率资源的划分上更加灵活。
一般认为，TD-SCDMA由于智能天线和同步CDMA技术的采用，可以大大简化系统的复杂性，适合采用软件无线电技术，因此，设备造价可望更低。
但是，由于时分双工体制自身的缺点，TD-SCDMA被认为在终端允许移动速度和小区覆盖半径等方面落后于频分双工体制。
同时由于其相对其他3G系统的窄带宽，导致出现扰码短，并且扰码少，在网络侧基本通过扰码来识别小区成为了理论可能。
现以仅仅只能通过9个频点来做小区的区分，每个载波仅1.6M带宽，导致空口速率远低于WCDMA和CDMA2000。
WiMAX
WiMAX的全名是微波存取全球互通（WorldwideInteroperabilityforMicrowaveAccess），又称为802·16无线城域网，是又一种为企业和家庭用户提供“最后一英里”的宽带无线连接方案。
将此技术与需要授权或免授权的微波设备相结合之后，由于成本较低，将扩大宽带无线市场，改善企业与服务供应商的认知度。
2007年10月19日，在国际电信联盟在日瓦举行的无线通信全体会议上，经过多数国家投票通过，WiMAX正式被批准成为继WCDMA、CDMA2000和TD-SCDMA之后的第四个全球3G标准[3]。
4G核心技术
4G系统采用的核心技术是正交频分复用（OFDM）技术,属于多载波调制技术;3G系统中采用的是码分多址（CDMA）技术,是单载波,cdma2000中虽采用的是多载波技术,但各个载波之间相互独立,而OFDM各子载波之间的频率有重叠部分。
OFDM优点
∙有效减少多径及频率选择性信道造成接收端误码率上升的影响
∙接收端可利用简单一阶均衡器补偿信道传输的失真
∙频谱效率上升
OFDM缺点
∙传送与接收端需要精确的同步
∙对于多普勒效应频率漂移敏感
∙峰均比高
∙循环前缀（CyclicPrefix）造成的负荷
相比CDMA的优势
∙OFDM能更好地抵御多径干扰，且实现方式比较简单。
∙与CDMA的Rake接收机相比，OFDMA提供的扁平频率信道能够获得更好的MIMO频率效率。
∙处于业务连接状态的移动用户增加时，移动小区不会因呼吸效应而改变有效覆盖半径。
相比时分多址系统的优势
∙允许多个用户并行传送低速数据流。
∙能够避免脉冲载波
∙可以灵活调整低速率用户的发射功率
∙时延固定且比较小
∙简化了多址接入的防碰撞实现机制
∙更好地抵御信号衰落和干扰
单载波与多载波传
单载波（singlecarrier）
∙使用者在任何时间上只利用一个载波来进行传送与接收信号。
多载波（multi-carrier）
∙同时利用多个不同频率的载波传送及接收信号。
OFDM即利用数个（2的次方）正交的子载波传送信号。
OFDM便是多载波调制的特例，其使用数个正交载波调制信号，在每个子载波间不需要有Guardband间隔大大的增加了带宽使用效率，且OFDM更有bitallocation的概念，即信道环境好的子载波就加大该载波的power或提高调制等级（ex:
BPSK->QAM），bitallocation使得OFDM带宽使用效率更加高。
接收
子载波间的正交性（Orthogonality）
∫х（t）*y（t）dt=0⇔∫Х（f）Y（f）df=0……①
为了避免子载波间互相干扰，多载波系统对于子载波间的正交性要求相当高。
为了满足子载波间彼此正交，子载波的频率间隔需要有一定要求来满足①式在此可以由下述的有限频带的带通信号来进行说明解释此一要求：
假定我们目前要分析两子载波频率{f1,f2}之间的间隔Δf，我们先计算其交互相关性（cross-correlation）
其中Δf=
表两个载波间的频率间隔，在上式中若ΔfT=n其中n为一个非零整数，如：
Δf=n/T则此时R=0即代表这两个子载波在符元周期为正交。
[
系统架构特性
OFDM系统方块图如上图所示
并列转串行
∙正交频分复用系统设计中最重要的观念就是并行资料传输，并行资料传输的技术是透过串行至并行转换器实现。
正交频分复用系统把资料载送到较小带宽的子载波上，相当于将每一个并行资料分别经过不同的子载波调制后传送
∙一般的串行传输系统中，是把信号以连续序列的方式传送出去，当信号的传输速率很高时，信号的频谱可能大到占满整个可用的带宽，此时信号会因为通过频率选择性衰减信道而造成信号的失真。
相对的，在并行传输系统中，资料是同时并行进行传输，每一个个别并行信号占有较小的带宽，所以信号所经过的信道频率响应（frequencyresponse）可以视为是平坦
信号对应
∙将比特串流对应各调制（ex:
BPSKQPSKQAM）的符号
FFT的应用
∙s（t）信号
对t=N
取样
取f=,
=kf得
:
IDFT
由上式得OFDM可以用DFTFFT技术实现
∙反快速傅里叶变换和快速傅里叶变换算法为反离散傅里叶变换和离散傅里叶变换之快速硬件实现。
∙在IEEE802.11a里，反快速傅里叶变换和快速傅里叶变换的大小为N=64。
循环前缀和保护间隔（cyclicprefixandGuardinterval）
∙传送信号在通过具有多重路径干扰的信道后，会造成前一个符元的后端部份干扰到下一个符元的前端，此称之为“符元间的干扰（ISI）”
∙为了克服ISI的问题，在OFDMsymbol前端加入一保护区间（GuardInterval）。
为了对抗信号因信道延迟的影响，Guradinterval（Tg）长度要大于最大的Delayspread，即Tg>delayspreadtime。
∙在保护区间未放信号的OFDM系统称ZP-OFDM（zeropadding）。
ZP-OFDM有比较低的传输功率，但在接收端接收于zeropadding区域信号时，会破坏载波的正交性造成“载波间的干扰（ICI）”，所以复制OFDMsymbol后半段信号并摆放于保护区间，称之为循环字首（cyclicprefix）；循环字首会造成带宽效益下降，故必须小于OFDMsymbol长度的1/4。
如:
一个OFDMsymbol共有256个子载波，则其循环字长度为64个比特。
信道估计及均衡器
由于在信号传输时，接收端收到的信号是传送信号和信道响应作用过的结果，所以为了解出传送信号势必要得到信道响应，所以要作信道估计。
在高速移动环境时变信道估计更是重要，不好的信道估计会造成会造成误码率上升；信道估计常见的方法就是加入测试信号，由测试信号得到测试信号那些点的信道响应对信道其它点作估计，进而求出整个信道响应。
均衡器由信道估计的结果对接收信号作信道补偿，降低错误率。
由于OFDM将频宽切割成数个小频带，故更接近信道的相干带宽，所以信号受到信道失真变小，故可以用简单的一阶均衡器补偿。
遇到的问题
各种同步问题
∙symboltimingoffset
当接收信号进入fft时，要找到适当起点从起点后选取多点作离散傅里叶变换，将信号从时域转回频域，若选取太早或太晚都会产生ISI。
上式Z表接收信号,X表传送信号,H则是信道响应,V则是AWGN噪声，由本式可见STO会造成接收信号相位改变、ISI及幅度失真
∙samplingclockoffset
由于传送端及接收端的取样速率不一样，会造成取样点的误差，而且越后面的子载波SCO误差会越大。
∙carrierphaseoffset
传送端在传送端最后会乘上一载波f1使基频信号载至旁频，在传送端要将旁频降回基频会再乘上一载波f2，由于f1f2两载波相位的不同在升降频之间，会造成carrierphaseoffset。
传送接收端的相对运动的督普勒效应也会造成相位carrierphaseoffset。
Carrierphaseoffset会造成接收信号相位飘移及ICI。
在产生高频载波时由于都会有起始相位，所以很难用人为因素使传送端高频载波和接收端载波完全同步。
∙carrierfrequencyoffset
如同phaseoffset传送升频及接收端降频载波的频率不同步，会造成carrierfrequencyoffset。
传送及接收端的相对运动所产生的dopplershift也会产生CFO。
SCO越后面子载波偏移会越大，但CFO则是每个子载波所受到的frequencyshift都是相同。
在高速移动环境下CFO影响更严重。
CFO会造成严重的ICI效应
峰均比
由于OFDM信号是由多个调制后的子载波信号的线性叠加，因此可能会造成比平均信号准位高的瞬间尖峰信号，进而产生高峰值对均值功率比效应，在正交频分复用系统中，高峰均比会造成的问题主要有下列两个：
1在数字类比转换的过程中，要经过量化程序，在量化过程中使用相同量化比特的量化器时，因为信号变大量化噪声也就变大，故信号失真就变严重。
如果要降低量化噪声就要增加量化比特使量化位阶便多，如此就增加量化过程的复杂度及成本。
2在射频电路功率放大器中，其线性放大信号有一定围，当信号幅度大于某一围就进入饱和区，在饱和区信号会因非线性放大而失真。
OFDM信号是由多个调制过的子载波信号的线性叠佳而成，当载波数变多信号功率可能超过放大器线性区域造成信道失真。
图：
3G和4G其他性能比较
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