3G和4G的多址技术比较.docx

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3G和4G的多址技术比较

3G和4G的多址技术比较

-多址技术

1频分多址（FDMA）技术

是让不同的地球通信站占用不同频率的信道进行通信。

因为各个用户使用着不同频率的信道，所以相互没有干扰。

早期的移动通信就是采用这个技术。

2.时分多址（TDMA）技术

这种多址技术是让若干个地球站共同使用一个信道。

但是占用的时间不同，所以相互

之间不会干扰。

显然，在相同信道数的情况下，采用时分多址要比频分多址能容纳更多的用户。

现在的移动通信系统多数用这种多址技术。

3.码分多址（CDMA）技术

码分多址”采用CDMA技术可以比时分但现在已经为不少移动通信系统所采用。

在

这种多址技术也是多个地球站共同使用一个信道。

但是每个地球站都被分配有一个独特的码序列”与所有别的码序列”都不相同，所以各个用户相互之间也没有干扰。

因为是靠不同的码序列”来区分不同的地球站，所以叫做多址方式容纳更多的用户。

这种技术比较复杂，第三代移动通信系统中，也采用宽带码分多址技术。

4.空分多址（SDMA）技术

是利用空间分割来构成不同信道的技术。

举例来说，在一个卫星上使用多个天线，各

个天线的波束分别射向地球表面的不同区域。

这样，地面上不同区域的地球站即使在同一时

间使用相同的频率进行通信，也不会彼此形成干扰。

3G核心技术

3G标准:

版）。

WCDMA

CDMA2000

CDMA2000是一个3G移动通讯标准，国际电信联盟ITU的IMT-2000标准认可的无线电接口，也是2GcdmaOne标准的延伸，不需要新的频段分配，可以稳定运行在现有PCS

频段。

根本的信令标准是IS-2000。

CDMA2000与另一个3G标准WCDMA不兼容。

但是，由于时分双工体制自身的缺点，TD-SCDMA被认为在终端允许移动速度和小区覆

它们分别是WCDMA（欧洲版）、CDMA2000（美国版）和TD-SCDMA（中国

盖半径等方面落后于频分双工体制。

同时由于其相对其他3G系统的窄带宽，导致出现

扰码短，并且扰码少，在网络侧基本通过扰码来识别小区成为了理论可能。

现以仅仅只能通过9个频点来做小区的区分，每个载波仅1.6M带宽，导致空口速率远低于WCDMA和CDMA2000。

WiMAX

WiMAX的全名是微波存取全球互通（WorldwideInteroperabilityforMicrowaveAccess）,

又称为80216无线城域网，是又一种为企业和家庭用户提供最后一英里”的宽带无线连接方

案。

将此技术与需要授权或免授权的微波设备相结合之后，由于成本较低，将扩大宽带无线

WCDMA、

市场，改善企业与服务供应商的认知度。

2007年10月19日，在国际电信联盟在日内瓦举行的

无线通信全体会议上，经过多数国家投票通过，WiMAX正式被批准成为继

CDMA2000和TD-SCDMA之后的第四个全球3G标准［3］。

4G核心技术

;3G系统中

，但各个载

4G系统采用的核心技术是正交频分复用（OFDM）技术,属于多载波调制技术

采用的是码分多址（CDMA）技术，是单载波，cdma2000中虽采用的是多载波技术波之间相互独立，而OFDM各子载波之间的频率有重叠部分。

OFDM优点

有效减少多径及频率选择性信道造成接收端误码率上升的影响接收端可利用简单一阶均衡器补偿信道传输的失真

频谱效率上升

OFDM缺点

传送与接收端需要精确的同步

对于多普勒效应频率漂移敏感

峰均比高

循环前缀（CyclicPrefix）造成的负荷

相比CDMA的优势

OFDM能更好地抵御多径干扰，且实现方式比较简单。

与CDMA的Rake接收机相比，OFDMA提供的扁平频率信道能够获得更好的MIMO频率效率。

处于业务连接状态的移动用户增加时，移动小区不会因呼吸效应而改变有效覆盖半径。

相比时分多址系统的优势

允许多个用户并行传送低速数据流。

能够避免脉冲载波

可以灵活调整低速率用户的发射功率

时延固定且比较小

简化了多址接入的防碰撞实现机制

更好地抵御信号衰落和干扰

单载波与多载波传

单载波（singlecarrier）

使用者在任何时间上只利用一个载波来进行传送与接收信号。

多载波（multi-carrier）

同时利用多个不同频率的载波传送及接收信号。

OFDM即利用数个（2的次方）

正交的子载波传送信号。

OFDM便是多载波调制的特例，其使用数个正交载波调制信号，在每个子载波间不需要有Guardband间隔大大的增加了带宽使用效率，且

OFDM更有bitallocation的概念，即信道环境好的子载波就加大该载波的power或

提高调制等级（ex:

BPSK->QAM）bitallocation使得OFDM带宽使用效率更加高。

接收

Syntwl

Section

»5^14ADC

—*

IIL

子载波间的正交性（Orthogonality）

jx（t）*y（t）dt=0jX（f）Y（f）df=0…①

为了避免子载波间互相干扰，多载波系统对于子载波间的正交性要求相当高。

为了满足

子载波间彼此正交，子载波的频率间隔需要有一定要求来满足①式在此可以由下述的

有限频带的带通信号来进行说明解释此一要求：

%（£）=ras（2灯伉+=R或M如（fJTd）=R附血⑴严於）

假定我们目前要分析两子载波频率{f1,f2}之间的间隔Af,我们先计算其交互相关性

（cross-correlation）

ii=J：

护為和）边=£严沁=空鶉耳』也河

其中Af=l一九表两个载波间的频率间隔，在上式中若AfT=n其中n为一个非零整

数，如：

Af=n/T则此时R=0即代表这两个子载波在符元周期内为正交。

系统架构特性

OFDM系统方块图如上图所示

并列转串行

正交频分复用系统设计中最重要的观念就是并行资料传输，并行资料传输的技术是透过串行至并行转换器实现。

正交频分复用系统把资料载送到较小带宽的子载波上，相当于将每一个并行资料分别经过不同的子载波调制后传送

一般的串行传输系统中，是把信号以连续序列的方式传送出去，当信号的传输速率很高时，信号的频谱可能大到占满整个可用的带宽，此时信号会因为通过频率选择性衰减信道而造成信号的失真。

相对的，在并行传输系统中，资料是同时并行进行传输，每一个个别并行信号占有较小的带宽，所以信号所经过的信道频率响应（frequencyresponse）可以视为是平坦

信号对应

将比特串流对应各调制（ex:

BPSKQPSKQAM的符号

FFT的应用

s（t）信号

N-1

呛）=r心曲

k=Q

/V-1

对t=NT；取样

（呵）=EX严皿

fe=0

反快速傅里叶变换和快速傅里叶变换算法为反离散傅里叶变换和离散傅里叶变换之快速硬件实现。

在IEEE802.11a里，反快速傅里叶变换和快速傅里叶变换的大小为N=64。

循环前缀和保护间隔（cyclicprefixandGuardinterval）

传送信号在通过具有多重路径干扰的信道后，会造成前一个符元的后端部份干扰到下一个符元的前端，此称之为符元间的干扰（IS）”

为了克服ISI的问题，在OFDMsymbol前端加入一保护区间（GuardInterval）。

为了对抗信号因信道延迟的影响，Guradinterval（Tg）长度要大于最大的Delayspread,即Tg>delayspreadtime。

在保护区间未放信号的OFDM系统称ZP-OFDM（zeropadding）。

ZP-OFDM有比较低的传输功率，但在接收端接收于zeropadding区域信号时，会破坏载波的正交性

造成载波间的干扰（ICI）”，所以复制OFDMsymbol后半段信号并摆放于保护区间内，称之为循环字首（cyclicprefix）;循环字首会造成带宽效益下降，故必须小于OFDM

symbol长度的1/4。

如:

一个OFDMsymbol共有256个子载波，则其循环字长度为64个比特。

信道估计及均衡器

由于在信号传输时，接收端收到的信号是传送信号和信道响应作用过的结果，所以为了解出传送信号势必要得到信道响应，所以要作信道估计。

在高速移动环境时变信道估计

更是重要，不好的信道估计会造成会造成误码率上升；信道估计常见的方法就是加入测试信号，由测试信号得到测试信号那些点的信道响应对信道其它点作估计，进而求出整

个信道响应。

均衡器由信道估计的结果对接收信号作信道补偿，降低错误率。

由于OFDM将频宽切割成数个小频带，故更接近信道的相干带宽，所以信号受到信道失真变小，故可以用简单的一阶均衡器补偿。

遇到的问题

各种同步问题

symboltimingoffset

将信

IS。

当接收信号进入fft时，要找到适当起点从起点后选取多点作离散傅里叶变换,号从时域转回频域，若选取太早或太晚都会产生

込71—T71—i鬲）厂呼=

mif=0

上式Z表接收信号,X表传送信号,H则是信道响应,V则是AWGN噪声，由本式可见StO会造成接收信号相位改变、ISI及幅度失真

samplingclockoffset

由于传送端及接收端的取样速率不一样，会造成取样点的误差，而且越后面的子载波SCO误差会越大。

carrierphaseoffset

传送端在传送端最后会乘上一载波f1使基频信号载至芳频，在传送端要将芳频降回

基频会再乘上一载波f2，由于f1f2两载波相位的不同在升降频之间，会造成carrierphaseoffset。

传送接收端的相对运动的督普勒效应也会造成相位carrierphaseoffset。

Carrierphaseoffset会造成接收信号相位飘移及ICI。

在产生高频载波时由于都会有起始相位，所以很难用人为因素使传送端高频载波和接收端载波完全同步。

carrierfrequencyoffset

如同phaseoffset传送升频及接收端降频载波的频率不同步，会造成carrierfrequency

dopplershift也会产生CFOSCO越后面frequencyshift者E是相同。

在ICI效应

offset。

传送及接收端的相对运动所产生的

子载波偏移会越大，但CFO则是每个子载波所受到的

高速移动环境下CFO影响更严重。

CFO会造成严重的

峰均比

因此可能会造成比平均信号

由于OFDM信号是由多个调制后的子载波信号的线性叠加,准位高的瞬间尖峰信号，进而产生高峰值对均值功率比效应，在正交频分复用系统中,高峰均比会造成的问题主要有下列两个：

1在数字类比转换的过程中，要经过量化程序，在量化过程中使用相同量化比特

的量化器时，因为信号变大量化噪声也就变大，故信号失真就变严重。

如果要降低量化噪声就要增加量化比特使量化位阶便多,如此就增加量化过程的复杂度及成本。

2在射频电路功率放大器中，其线性放大信号有一定范围，当信号幅度大于某一

范围就进入饱和区，在饱和区信号会因非线性放大而失真。

OFDM信号是由多个调

制过的子载波信号的线性叠佳而成，当载波数变多信号功率可能超过放大器线性区域造成信道失真。

[4G和30系统卷数比较

JG

4G

开始的问

2002

2012

取屮林笊

WCDMA,CDMA2（HX）J

D三SCDMA

OFDM匸WB

倾带范ffl

1・8-25GHz

2、8灯帀

25Mbps

多址摂术

CDMA

FDMA,TDKfA.CD鬧A,SDMA

业舒类瑜

电伺佻部分FP网

«音为一匚部分多媒■休

全IP网

活许和数据飙＜?

・多辣体軽普WM网和广咬网1/混介榄式

网络休系结徇

城站方丄讪知’威网模式

数据速辜

2Mbps

20-10UMbps

KA力式

W-CDMA

OFDM,MC-CDM.A.

【AS-CDNfA

交换方式

1山⑥分组交换

分纽空换

前向纠褂码

]|/2；1/5卷积码

级连吗

模块设订

尤线优化设11.采用妻鞍

波适配器

■K■能天绘软件九线电

协议

寥种空中接Li链辭协议心

全数字全IP

移动台速率

lOOkrti/h

2fH>km/h

图：

3G和4G其他性能比较