基于DSP的三相交流电机变频调速控制器设计.docx

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基于DSP的三相交流电机变频调速控制器设计

摘要：

随着电力电子技术的发展，以及各种新型控制器件和先进控制方法在电机调速系统中的应用，交流电机控制精度得到了极大的提高。

为了满足高性能、节能和环保的要求，交流电机调速以其特有的优点，正逐步取代直流调速，在电气传动领域中扮演着重要的角色。

本课题主要针对交流异步电机变频调速控制系统进行了研究和探讨，提出了相应的软、硬件设计方案，以TI公司的电机专用控制芯片DSPTMS320LF2407A为控制核心，采用V／F控制和空间电压矢量脉宽调制（SVPWM）相结合的控制方法，实现了对交流异步电机变频调速控制。

关键词：

DSP、SVPWM、交流异步电机、变频调速

一、交流异步电机的数学模型

三相交流异步电机是一个多变量、高阶、非线性、强耦合的复杂系统，为了方便对三相交流异步电机进行分析研究，抽象出理想化的电机模型，通常对实际电机作如下假设：

1）忽略磁路饱和的影响，认为各绕组的自感和互感都是恒定的。

2）忽略空间谐波，三相定子绕组A、B、C及三项转子绕组a、b、c在空问对称分布，互差120。

电角度，且认为磁动势和磁通在空间都是按J下弦规律分布。

3）忽略铁心损耗的影响。

4）忽略温度和频率变化对电机参数的影响。

1.1异步电机的原始数学模型

异步电机的原始数学模型可由以下四组方程表示：

1．电压方程

三相定子绕组的电压方程为：

（1-1）

三相转子绕组折算到定子侧后的电压方程为：

（1-2）

式中uA，uB，uC，ua，ub，uc——定子、转子相电压的瞬时值；

iA，iB，iC，ia，ib，ic——定子、转子相电流的瞬时值；

ψA，ψB，ψC，ψa，ψb，ψc——各绕组的全磁链；

R1，R2——定子、转子绕组电阻。

将以上电压方程写成矩阵形式,并以微分算子P代替微分符号d／dt

（1-3）

也可以简写为：

U=Ri+pψ（1-4）

2．磁链方程

由于每个绕组的磁链是它本是的自感磁链和其它绕组对它的互感磁链之和，六个绕组的磁链可以表示为：

（1-5）

也可简写为：

ψ＝Li（1-6）

式中，L是6x6的电感矩阵，其中对角线元素是各有关绕组的自感，其余各项是绕组间的互感。

3．矩阵方程

根据机电能量转换原理，异步电机电磁转矩表达式为：

Te=PnLm1[（iAia+iBib+iCic）sinθ+（iAib+iBic+iCia）sin（θ+120o）+（iAic+iBia+iCib）sin（θ-120o）]

4．运动方程

对于恒转矩负载，机电系统的运动方程为：

Te=TL+J/Pn·dω/dt

式中：

Te，TL—电磁转矩，负载转矩；J—转动惯量；P—电动机极对数。

由以上方程可知，异步电机的非线性强耦合主要表现在磁链方程和转矩方程中，既存在定子和转子之间的耦合，也存在三相绕组间的交叉耦合。

三相绕组在空间按12&分布，必然引起三相绕组间的耦合。

由于定子和转子间的相对运动，导致其夹角0不断变化，使互感矩阵为非线性。

因此，异步电机三相原始数学模型相当复杂，不易求解。

为了使三相异步电机具有可控性、可观性，必须对其进行简化，使其成为一个线性、解耦的系统。

从对直流电机的分析中发现，如果将交流电机的物理模型等效的变换成类似直流电机的模型，就可以大大简化分析和控制问题，这就需要进行坐标变换。

1.2坐标变换

我们知道对异步电机研究控制时，如果能用两相就比用三相简单，如果能用直流控制就比交流控制更方便。

为了对三相系统进行简化，就必须对电动机的参考坐标系进行变换，这就叫——坐标变换。

坐标变换以产生相同的磁通为准则，建立三相交流绕组、两相交流绕组和旋转的直流绕组三者之间的关系，从而可以建立交流异步电机的直流模型。

在研究电机矢量控制时定义有三种坐标系统，即三相静止坐标系（3s）、两相静止坐标系（2s）和两相旋转坐标系（2r）。

对应的坐标变换有：

从三相到两相的静止坐标变换（3s／2s）；从两相静止到两相旋转的坐标转换（2s／2r）等。

1.3交流异步电机在不同坐标系的数学模型

1.3.1在两相静止坐标系的数学模型

三相异步电机的数学模型经3s／2s变换后在两相静止坐标系α—β上的数学模型为：

1．电压方程

2．磁链方程

3．转矩方程

4．运动方程

式中：

LsLr—定子、转子—相的自感；

RsRr—定子、转子—相的电阻；

Lm—定转子绕组的互感；

ω—转子角频率。

1.3.2在两相旋转坐标系的数学模型

设坐标轴dq的旋转速度等于定子频率的同步角转速ω1，而转子的转速为ω，则dq轴相对于转子的角转速为ωs=ω1一ω，即为转差。

将三相异步电机在αβ坐标系上的数学模型经2s／2r变换后，得到在两相同步旋转坐标系d—q上的数学模型为：

1．电压方程

2.转矩方程

3．磁链方程

4．运动方程

二、交流异步电机变频调速原理

交流异步电动机的转速可由下式表示：

n=60f/p（1-s）

为电动机转速（r／min）；P为电动机磁极对数：

f为电源频率；s为转差率。

由式（3-1）可见，影响电动机转速的因素有：

电动机的磁极对数P，转差率s和电源频率f。

其中，改变电源频率来实现交流异步电机调速的方法效果最理想，这就是所谓变频调速。

变频调速的方法主要有：

V/F控制、矢量控制、直接转矩和电压空间矢量（SVPWM）控制方法。

本课题采用了VF控制和SVPWM相结合的控制方法。

三、变频调速系统的硬件电路设计

3．1系统硬件设计

系统的总体结构如图4．1所示，主要由整流电路、滤波电路、逆变电路、DSP控制电路、电压电流检测电路、保护电路及上位机控制部分组成。

本系统以T1的DSP芯片TMS320LF2407A为核心，由上位机给定控制信号经串口传给DSP，DSP接到信号后由内部程序产生相应的PWM信号，经过快速光耦隔离后来驱动功率器件IPM，不同频率的PWM信号对应不通频率的IPM输出三相电，从而产生变频电源来控制电机速度的变化。

检测电路将检测到的信号传给DSP，DSP做出相应处理后将各种信息再经串口传送到上位机显示出来，使我们可以很清楚的看到系统运行状况。

整流和滤波电路的作用是为IPM提供直流母线电压。

整流器滤波器逆变器

图3-1系统硬件结构图

3.2主电路设计

主电路部分原理如图3—2所示，由整流电路、滤波电路、逆变电路和缓冲吸收电路组成。

主电路部分功能是完成系统电能的转换和传递，它的设计好坏关系到整个系统的稳定性。

本系统被控电机参数为：

额定功率PN=900W，额定电VN=380V，额定电流IN=2．37A，额定频率FN=50HZ。

下面详细介绍各部分电路原理及元件参数。

图3-2主电路图

3.2.1整流电路

整流电路因变频器输出功率大小不同而不同。

一般情况下，小功率的输入电源多用220V，整流电路用单相全波整流桥；大功率的输入电源用三相380V，整流电路为三相桥式全波整流电路。

本课题所用电机为900W，属于小功率范围，因此采用220V单相整流桥整流。

整流桥由四个整流二极管组成，如图4—2。

通过整流二极管的峰值电流为：

流过二极管电流有效值为：

二极管的电流定额为：

考虑滤波电容充电电容的影响，要留有更大的电流裕量，选用IN=20A。

整流二极管的电压定额：

需选用Un=1000V。

因此我们可以选用的单相整流桥规格为20A、1000V。

3.2.2滤波电路

交流电经过整流桥整流以后输出的电压是脉动的，另外，由于逆变部分产生脉动电流及负载的变化都使直流电压产生脉动，为了得到平滑的直流电，必须在整流输出端加滤波电路。

通常是在整流输出端并入大电容。

滤波电容不仅能够滤除整流输出的电压纹波，还在整流电路与逆变电器之间起去藕作用，以消除相互干扰，这就给作为感性负载的电机提供必要的无功功率，起到一定的储能作用。

在加入滤波电容之前，单相整流桥输出平均电压为：

加上滤波电容之后，UD的最高电压可达到交流线电压的峰值：

假设输入电压的波动范围是220V～240V，电源功率因数为0．9，那么每一个周期内电容吸收的能量为：

式中POUT为电机输出功率，UPK为峰值电压，Umin为最小交流输入电压。

考虑到纹波的需要，最小输入电压至少应该在200V以上，所以有：

滤波电容理论上越大越好，一般采用大容量耐压滤波电解电容，在此我们选择两个1000uF，400V的电容C1、C2串联进行滤波，等效为一个耐压800V的1000uF的电容。

并联在电容两边的电阻R1、R2为均衡电阻，由于每个电容的参数不完全相同，此均衡电阻使串联的电容分压相同，同时在电源关断时给电容提供放电回路。

这里我们选择阻值为47KΩ的电阻。

3.2.3逆变电路

逆变电路的功率器件采用目前最先进的智能功率模块IPM（IntelligentPowrModule），IPM不仅把功率开关器件和驱动电路集成在一起，而且还内藏有过电压，过电流和过热等故障检测电路，并可将检测信号送到CPU或DSP作中断处理。

它由高速低工耗的管芯和优化的门级驱动电路以及快速保护电路构成。

即使发生负载事故或使用不当，也可以IPM自身不受损坏。

IPM一般使用IGBT作为功率开关元件，并内藏电流传感器及驱动电路的集成结构。

以其高可靠性，使用方便赢得越来越大的市场，尤其适合于驱动电机的控制器和各种逆变电源，是变频调速，冶金机械，电力牵引，伺服进给，变频家电的一种非常理想的电力电子器件。

IPM有以下优点：

1）开关速度快。

IPM内的IGBT芯片都选用高速型，而且驱动电路紧靠IGBT芯片，驱动延时小，所以IPM开关速度快，损耗小。

2）功耗低。

IPM内部的IGBT导通压降低，开关速度快，故IPM功耗小。

3）快速的过流保护。

IPM实时检测IGBT电流，当发生严重过载或直接短路时，IGBT将被软关断，同时送出一个故障信号。

4）过热保护。

在靠近IGBT的绝缘基板上安装了一个温度传感器，当基板过热时，IPM内部控制电路将截止栅级驱动，不响应输入控制信号。

5）桥臂对管互锁。

在串联的桥臂上，上下桥臂的驱动信号互锁。

有效防止上下臂同时导通。

6）抗干扰能力强。

优化的门级驱动与IGBT集成，布局合理，无外部驱动线。

7）驱动电源欠压保护。

当低于驱动控制电源（一般为15V）就会造成驱动能力不够，增加导通损坏。

IPM自动检测驱动电源，当低于一定值超过l0uS时，将截止驱动信号。

8）IPM内藏相关的外围电路。

缩短开发时间，加快产品上市。

9）无须采取防静电措施。

10）大大减少了元件数目。

体积相应小。

3.3信号采集电路设计

在交流电机变频调速系统中，要把直流母线电压、相电压、相电流等信号采集到DSP中，实现用低压数字器件去测量控制高电压、强电流等模拟量，如果模拟量与数字量之间没有电气隔离，那么，高压强电流很容易串入低压数字电路中，将器件烧毁。

本系统采用结构简单、性价比较高的模拟光隔离法进行光隔，选用Agilent公司的高线性度模拟光耦器件HCNR200对模拟量和数字量进行隔离，隔离电压峰值达8000V，输出跟随输入变化，线性度达0．01％。

3.3.1电压电流采集电路设计

图3-3是一典型的电压或电流采集电路。

运放Al构成负反馈放大电路，D2接在Al的输入端，完成对LED输出光信号的检测，并自动调整通过LED的电流，以补偿LED光强随温度变化引起的非线性，因此此反馈放大器主要用于稳定LED的光输出并使其线性化。

A2构成电流电压转换电路，A2和R2将I2转换为电压输出。

R3为LED的限流电阻，C1、C2起反馈作用，用于改善电路的高频特性，提高电路的稳定性，消除自激振荡，滤除电路中的毛刺信号，降低电路的输出噪声。

根据运放“虚短"和“虚断”的特性，有：

因此，可以通过调整R1和R2的值，使输出电压调整在DSP所能接受的电压范围内。

图3-3电压电流采集电路

3.4控制电路设计

本系统控制电路主要由以TMS320LF2407A为核心的DSP最小系统，外加各种通信及控制电路接口组成。

控制系统功能框图如图3-4所示：

图3-4控制系统功能框图

3.4.1主控芯片TMS320LF2407A介绍

TMS320系列DSP的体系结构是专为实时信号处理而设计，该系列DSP控制器将实时处理能力和控制器外设功能集于一身，为控制系统应用提供了理想的解决方案。

其中TMS320LF2407A是TI公司面向电机控制推出的一款定点型DSP处理器，其特点可归结如下：

（1）采用高性能静态CMOS技术，使得供电电压降为3．3V，减小了处理器的功耗；40MIPS的执行速度使得指令周期缩短到25ns，从而提高了处理器的实时控制能力，使LF2407A可以提供远远超过传统的16位微处理器和控制器的性能。

（2）基于TMS320C2XXDSP的内核，保证了TMS320LF2407A芯片的代码与TMS320系列DSP代码兼容。

（3）片内高达32K字的Flash程序存储器，高达2．5K字的数据／程序RAM，544字双端口DARAM，2K字的SARAM。

（4）SCI／SPI引导ROM。

（5）两个事件管理器模块EVA和EVB，每个管理器模块包括：

两个16位通用定时器，

8个16位的脉宽调制PWM通道，可以实现三相反相控制、PWM的中心或边缘校正、当外部引脚PDPINTx出现低电平时快速关闭PWM通道；防止击穿故障的可编程的PWM死区控制：

对外部时间进行定时捕获的3个捕获单元；片内光电编码器电路；16通道的同步A／D转换器。

时间管理器模块适用于控制交流异步电动机、无刷直流电机、步进电机、开关磁阻电机、多级电机和逆变器。

（6）可扩展的外部存储器总共192K字的空间，分别为64K程序存储空间、64K数据存储空间、64K字的I／0空间。

（7）10位AD转换器，最小转换时间为375ns，8个或16个多路复用的通道，可选择由两个事件管理器或软件触发。

（8）CAN2.0B模块，即控制器局域网模块。

（9）串行通信接口SCI模块。

（10）16位串行外部设备接口SPI模块。

（11）看门狗定时器模块基于锁相环PLL的时钟发生器。

（12）高达41个可单独编程或复用的通用输入输出引脚。

（13）5个外部中断，其中2个驱动保护，1个复位中断和两个可屏蔽中断。

（14）电源管理，具有3种低功耗模式，能独立地将外同器件转入低功耗工作模式。

3.4.2DSP最小系统设计

DSP最小系统是指既没有输入通道，也没有输出通道，同时也不与其它系统进行通信的DSP系统。

DSP最小系统的设计是DSP硬件设计中的最基本，也是最重要的一步。

它主要包括：

电源电路、时钟电路、复位电路、仿真接头、扩展SRAM等，图3-5便是一个DSP最小系统框图。

图3-5DSP最小体统框图

3.4.3DSP外围接口电路设计

1．串行接口

串行接口电路如图3-6，我们通过一片MAX232构成串行通信接口。

MAX232是双路驱动／接收器，内部包括电容型的电压生成器，可以将5V电源转换成符合EIA／TIA-232-E的电压等级。

接收器将EIA／TIA-232-E标准的输入电平转换成5VTTL／CMOS电平。

接收器的典型临界值是1．3V，典型磁滞是0．5V。

发送器将TTL／CMOS输入电平转换成EIA／TIA-232-E电平。

这样就可以实现下位机与上位机之间的通信。

图3-6串口电路图

2．CAN总线接口

UC5350是CAN协议控制器和物理总线的接口，对总线提供不同的发送能力和对CAN控制器提供不同的接收能力，完全和IS011898标准兼容，并具有对电池和地的短路保护功能。

图3-7是CAN总线接口电路。

图3-7CAN总线接口电路

四、变频调速系统的软件设计

系统控制能力的优劣很大程度取决十软件可靠性和通用性之外，满足实时性的前提下，还要具有很好的实时性．控制软件还应具仃灵活性。

本系统软件采用了自上而下、从整体到局部的设计思想，采用模块化设|十方案，使程序恩路清晰，可读性强。

4.1系统软件整体设计

本系统的软件辛要有两部分组成：

一、上位机监控程序：

二、下位机控制程序。

上位机负责电机参数的设定、电机及IPM运行状态的显示；下位机主要负责串口通信、空间矢量算法的计算、PWM输心、电压电流采集、故障监控等。

上位机软件只需要实现对Pc机串口的读写操作，本系统采用Vc++编制了上位机监控显示程序控制界面。

下位机控制程序主要由主程序和三个中断服务子程序组成。

主程序主要负责DSP初始化、串口接收发送、循环等待等，其程序流程如图4-2所示。

中断服务子程序包括：

串口通信中断服务程序、PWM中断服务程序、故障中断服务程序。

串口通信中断服务程序的主要任务是：

一、接收上位机发送的参数给定信息。

二、将电机转速、母线电压、IPM状态等信息传给上位机显示。

其程序流程如图4-1所示：

PWM中断服务程序的主要任务是：

一、根据给定频率完成频率的调节控制。

二、根据当前频率值实时完成SVPWM算法的计算和波形输出。

三、电压电流及温度信号的采集和A／D转换。

其程序流程如图4-3所示：

故障中断服务程序主要任务是：

当TMS320LF2407的功率驱动保护引脚接收到过流、欠压、过热、短路等故障信号时，产生中断，立刻封锁PWM输出，断开主电路并显示相应的故障，避免系统和IPM功率模块烧坏。

故障中断服务程序流程如图4-4所示：

图4-1串口通信中断程序流程

图4-2主程序流程图图4-3SPWM中断服务程序流程

图4-4故障中断服务程序流程

4.2源程序

//该程序用于简单的SVPWM演示,产生3相互差120度电角度的正弦交流电压,此程序实

//时计算cmp1和cmp2的值

//#include"register.h"

#include"f2407_c.h"

#include"float.h"

#include"math.h"

floatualfa[200],ubeta[200];//存储电压矢量Uout的（α,β）轴分量ualfa、ubeta的数组

intsector[200];//定义存储扇区数的数组

#definePI22*3.1415926//定义2π的值

#defineDETAPI2/200//定义相临两个Uout之间的电角度的差值

#defineINIA3.1415926/180//定义Uout的初始电角度

#defineTP20//t1的周期寄存器的值,其值等于SVPWM调制周期一半,

//因为在该程序中2π电角度内Uout的点数一定,故改变此值

//可以改变输出的3相正弦交流电压的频率

#defineKP0.7//定义Uout的标幺值,KP的值在0和1之间,改变此值可以

//改变逆变桥输出电压的幅值

//屏蔽中断子程序

voidinlinedisable（）

{

asm（"setcINTM"）;

}

//系统初始化子程序

voidinitial（）

{

*IFR=0x0FFFF;//清除所有的中断标志

*IMR=0x0000;//屏蔽所有中断

*SCSR1=0x81FE;//CLKIN=6M,CLKOUT=24M

*WDCR=0x00E8;//不使能看门狗

*T1PR=TP;//通用定时器1的周期=PWM的周期/指令周期/2

*T1CON=0x0802;//设置通用定时器1为连续增减模式,以产生对称的PWM,

//且为了便于调试,使仿真一挂起时时钟就停止运行

*ACTRA=0x0666;//PWM1、3、5高有效,PWM2、4、6低有效

*COMCONA=0x9200;//使能PWM输出和比较动作

*EVAIMRA=0x0000;//禁止EVB和时钟及比较有关的中断

*T1CNT=0x0000;//T1的计数器清0

*EVAIFRA=0x0FFFF;//清除EVB相应的中断标志

*MCRA=*MCRA|0x0fc0;//PWM1-PWM6输出使能,使能PWM功能0x007EWSGR=0x0000;//不使能所有的等待状态

}

//根据Uout的标幺值KP计算ualfa,ubeta子程序

voidcalu（）

{

inti;

for（i=0;i<200;i++）

{

ualfa[i]=KP*cos（INIA+i*DETA）;

ubeta[i]=KP*sin（INIA+i*DETA）;

}

}

//各点的扇区确定子程序

voidSECTOR（）

{

inti,a,b,c;

floatvref1,vref2,vref3;

for（i=0;i<200;i++）

{

vref1=ubeta[i];

vref2=（-ubeta[i]+ualfa[i]*1.732051）/2;

vref3=（-ubeta[i]-ualfa[i]*1.732051）/2;//计算确定扇区数需要的3个参考量

//vref1、vref2、vref3

if（vref1>0）a=1;

elsea=0;

if（vref2>0）b=1;

elseb=0;

if（vref3>0）c=1;

elsec=0;

a=4*c+2*b+a;

switch（a）{

case1:

sector[i]=1;break;

case2:

sector[i]=5;break;

case3:

sector[i]=0;break;

case4:

sector[i]=3;break;

case5:

sector[i]=2;break;

case6:

sector[i]=4;break;

default:

break;

}//根据相应的关系确定各个Uout所在的扇区

}

}

//主程序

main（）

{

intanticlk[6]={0x1666,0x3666,0x2666,0x6666,0x4666,0x5666};

//逆时针旋转的6个基本矢量

inti,k=0,cmp1,cmp2;

floatx,y,z;

disable（）;//屏蔽所有中断

initial（）;//系统初始化

calu（）;//计算ualfa,ubeta的值

SECTOR（）;//确定各点的扇区,在实际应用时应该由即时

//的ualfa和ubeta即时算出

while

（1）

{

for（i=0;i<200;i++）

{

*ACTRA=anticlk[sector[i]];//重新装配ACTRA

x=ubeta[i];

y=（1.732051*ualfa[i]+ubeta[i]）/2;

z=（-1.732051*ualf