通信行业类移动通信天馈系统精编.docx

通信行业类移动通信天馈系统精编.docx

《通信行业类移动通信天馈系统精编.docx》由会员分享，可在线阅读，更多相关《通信行业类移动通信天馈系统精编.docx（25页珍藏版）》请在冰点文库上搜索。

通信行业类移动通信天馈系统精编

（通信企业管理）移动通信天馈系统

移动通信天馈系统

第壹节天线的基本概念

壹、电磁辐射和电波传播

电磁辐射的机理源自麦克斯韦方程。

英国科学家麦克斯韦（JamesClerkMaxwell）总结了法拉第、安培、高斯、库仑等前人的工作，创立了电磁理论学说，这壹学说以他于1864年于英国皇家学会上宣读的论文《电磁场的动力学理论》为标志。

麦克斯韦通过（3-1）式的方程组预言了电磁波的存于：

于麦克斯韦方程组中，（3-1a）称为法拉第电磁感应定律，它表示变化的磁场能够产生电场；（3-1b）称为全电流安培环路定律，它表示传导电流和位移电流（也即变化的电场）均能够产生磁场；（3-1c）称为电场高斯定理，它表示电荷能够产生电场；（3-1d）称为磁场高斯定理，它表示磁场是无散场。

22年之后，1886年德国科学家赫兹（HeinrichHertz）完成了著名的电磁波辐射实验，证明了麦克斯韦的电磁理论学说以及电磁波存于的预言。

此后，壹般认为大约是于1892~1897年之间，意大利的马可尼（GuglielmoMarconi）、俄国的波波夫（AlexanderPopov）分别实现了无线电远距离传播，且很快投入商业使用。

根据麦克斯韦方程，如果导电体上有随时间变化的电流，就会有电磁辐射的产生。

研究电磁波的辐射，具有双重含义：

壹方面，电磁辐射是有害的，导电系统的电磁辐射场会对系统本身或者其它系统形成干扰，因此于系统设计时，需要进行合理的考虑，使系统的电磁辐射及防护达到规定的指标，达到规定的电磁环境的要求，以使系统中各电路之间以及各电子系统之间互不干扰地正常工作，这壹研究范围称为电磁兼容；另壹方面，电磁辐射是有益的，能够被有效的利用，利用电磁辐射源和场的关系，合理地设计辐射体——天线，使电磁能量能够携带有用的信息，有效地辐射到指定的空间区域，实现无线电通信等用途。

后者才是本章讨论的重点。

天线作为辐射或接收无线电波的部件而应用于任何壹个无线电系统之中，其作用是将发射机送来的高频电流（或导波）有效地转换为无线电波且传送到特定的空间区域；或者将特定的空间区域发送过来的无线电波有效地转换为高频电流而进入接收机。

前者称为发射天线，后者称为接收天线，这取决于无线电系统的功能要求，天线本身同时兼备发射和接收的功能，因此于理论上和分析设计上且不需作特别区分。

天线的辐射原理可通过图3-1予以描述：

图中上半部分为终端开路的理想平行传输线，它连接到交变的射频信号源上，因此平行传输线上的交变电流能够于其周围产生交变的电磁场。

然而，由于双导线之间的距离远远小于工作波长，于双导线的任意横截面位置上，俩根导线上的电流始终是振幅相等、方向相反（相位相差180度）。

因此，俩根导线于离开本身较远的空间任壹点处产生的场彼此抵消，电磁能量于是被束缚于双导线的附近区域，形成壹个保守系统（传输线）。

图3-1开路传输线和半波对称振子

然而，于图3-1中下半部分，将双导线张开180度，分别和原导线垂直，当总长度等于半个波长时，形成半波对称振子。

此时，半波对称振子对应的上下俩线段上的电流能够转为同相，由此二者于空间不同位置上产生的场不再是相互抵消，而是完全叠加或者部分叠加。

于是形成了开放的辐射系统——天线。

图3-2半波对称振子的等效电流和等效电压分布

半波对称振子馈接上交变的信号源，于是于对称振子上产生了壹定的交变电流分布，这些交变的电流又于其周围空间激励起电磁场。

这种电磁场也服从壹定的空间分布，且应该使振子表面上的电磁边界条件得到满足，即反过来使振子表面上产生所述的电流分布。

这种电流分布和于空间激励的电磁场俨然壹体，互相联系，不可分割。

求解振子上电流分布以及空间电磁场的任务即由麦克斯韦方程组结合电磁边界条件来完成。

麦克斯韦方程组是通用的，而不同的天线结构形式的三维电磁边界条件是互不相同的，因此求解的结果是各异的。

天线设计师尝试设计出具有不同电磁边界条件的天线结构，得到特殊的天线辐射特性，从而满足特定的应用需求。

图3-2即为求解的半波对称振子的等效电流和等效电压分布。

能够见出，终端是开路的，因此电流为零，电压最大，这服从等效电路的分析原理，也满足该天线结构本身的边界条件。

另外，天线导电体上每壹点的电流和电压均不同，这也体现了当天线结构尺寸和波长可相比拟时所呈现的高频分布参数特性。

图3-3示出的是半波对称振子周围的电磁场分布。

能够见出，导体上交变的电流产生出磁场，同时导体上分布的电荷也产生电场，电场和磁场是相互正交的。

图3-3半波对称振子周围的电磁场分布

图3-4电磁波的辐射和场区的划分

进壹步，天线周围的空间电磁场根据特性的不同又可划分为三个不同的区域：

（a）感应近场，（b）辐射近场，（c）辐射远场，如图3-4所示，它们的区分依靠离开天线的不同距离来限定。

于这些场区交界的距离处电磁场的结构且无突变发生，但总体上来见，三个区域的电磁场特性是互不相同的。

尽管有各种准则来区分三者的边界，但这些准则且不是唯壹的，我们需要了解的是相互之间的本质区别：

（a）感应近场区：

感应近场区指最靠近天线的区域。

于此区域内，由于感应场分量占主导地位，其电场和磁场的时间相位差为90度，电磁场的能量是震荡的，不产生辐射。

通常，感应场的外层边界R1限定为：

，其中λ为工作波长，D为天线的最大尺寸。

而对于电小尺寸的对称振子来说，感应场的外层边界通常采用R1<λ/2π来限定。

b）辐射近场区：

辐射近场区介乎于感应近场区和辐射远场区之间。

于此区域内，和距离的壹次方、平方、立方成反比的场分量均占据壹定的比例，场的角分布（即天线方向图）和离开天线的距离有关，也就是说，于不同的距离上计算出的天线方向图是有差别的。

（c）辐射远场区：

辐射近场区之外就是辐射远场区，它是天线实际使用的区域。

于此区域，场的幅度和离开天线的距离成反比，且场的角分布（即天线方向图）和离开天线的距离无关，天线方向图的主瓣、副瓣和零点均已形成。

图3-4中辐射远场区的起始边界R2通常限定为：

。

于此距离上，场的观察点到天线的中央和到天线的边缘的行程差为，也即带来的相位偏差为，如图3-5所示。

图3-5辐射远场距离的确定

观察图3-5点源发出的球面波，到达天线中央的行程为R2，到达天线边缘的行程近似为R2+ΔL，根据

由于R2>>ΔL，从而（3-2）式近似为

即

令，也即此时中央和边缘的行程相位偏差为，得到

根据（3-5）式的辐射远场准则，当天线主波束俩侧的第壹副瓣电平为-30dB时，副瓣电平的计算误差为1.5dB左右，同时，方向图第壹零点电平也随之上升。

因此，如果要求评估的天线副瓣电平比-30dB仍要低时，应该令或者更小，从而（3-5）式的R2随之增大。

而对于移动通信基站天线来说，近主瓣角区域的副瓣电平通常于-13~-20dB范围，因此（3-5）式的R2距离准则足够达到精度要求。

另外，对于远场方向图测试来说，距离准则R2于达到的情况下且非越远越好，距离太远，由于天线的架设高度不够反而使环境影响带来的测试误差加大。

对于电尺寸较小的天线比如对称振子来说，D小于波长或者和波长相当，此时，辐射远场区的起始边界R2通常限定为：

。

于实际使用中，大多讨论辐射远场区。

通常的应用中，我们应该避免收、发天线处于近场区范围，因为此时不但天线的方向图没有形成，而且于近场范围内的任何导电体甚至介质物体均被见成是天线电磁边界条件的壹部分，它影响了原来的天线，和原来的天线壹起共同修正和改变了远场的方向图辐射特性，从而影响了实际使用效果。

某些特殊应用场合，天线和其它物体靠得很近，从而使天线的辐射特性变得极其复杂，比如手机天线置于人体附近的情况，这需要专门予以讨论。

图3-6辐射远场区收、发天线的位置结构

于讨论辐射远场区时，收、发天线的间距R足够大，如图3-6所示。

发射机馈入天线的功率为Pt，发射天线的增益为Gt，接收天线的增益为Gr，接收机收到的功率为Pr。

假设收、发天线的方向图最大点和极化相互对准，且收、发天线是阻抗匹配的，大气衰减忽略不计。

此时，于接收天线位置上收到的来自无方向性发射天线的功率密度为

由于发射天线是定向的，上述功率密度修正为

接收天线的接收功率等于功率密度乘以接收天线的有效接收面积

有效接收面积和增益的关系由下式确定

将（3-9）代入（3-8），得

为方便计算，（3-10）可转化为dB单位：

当发射功率确定，收、发天线的增益确定，工作频率也确定时，根据（3-11）式可得到接收功率和距离的关系，如图3-7所示。

能够见出，距离增加壹倍，接收功率下降6dB，或者说距离每增加10倍，接收功率下降20dB。

这是理想的自由空间电波传播特征，于移动通信的传播环境下的情况将于后文讨论。

图3-7接收功率和距离的关系

二、辐射参数

天线需要解决的问题可归纳为三方面：

第壹，有效地进行能量的转换，即提高天线辐射的效率或提高天线系统接收的信噪比。

此时，可将天线等效为传输线的终端负载，要求天线和传输线之间实现良好匹配。

因此，可将天线等效为电路（或微波网络），采用路的方法对其进行电路参数分析。

第二，天线所辐射的电磁波必需具有方向性。

辐射时，电磁波指向特定的空间区域，这样，即节约了能量，同时也避免了对其它空域产生有害的干扰；接收时，只面对特定空间区域的来波，这样，也阻止了其它空域方向过来的有害电磁波干扰，从而提高了接收系统的信噪比。

天线辐射电磁波要实现特定的方向性，需要将天线辐射的整体三维电磁边界条件引入麦克斯韦方程组进行场的求解和分析，因此，又可将天线等效为场（辐射源），进行场的辐射参数分析。

第三，天线辐射的电磁波具有极化取向，于同壹无线电系统中收、发天线应具备相同的极化形式，否则，由此引起极化失配将降低天线的辐射效率。

任何壹付天线的极化特性同样是需要将天线辐射的整体三维电磁边界条件引入麦克斯韦方程组进行场的求解和分析，因此，极化特性最终也归结为辐射参数分析的范畴。

由此，天线需要解决的三个问题归纳为俩个：

电路参数和辐射参数。

众多的天线参数指标用于限定天线的电性能特性，这些指标参数总能归属于电路参数和辐射参数之中，因此，掌握了天线的电路参数和辐射参数，也就掌握了天线的本质。

电路参数是天线高效率辐射的保证，是天线的必要条件；辐射参数是天线应用的本质，是天线的充分条件。

二者相辅相成。

以下首先讨论辐射参数。

图3-8半波对称振子天线的三维立体方向图

天线的本质是辐射和接收电磁波，由于天线的辐射具有方向性，因此，朝着三维空间不同的立体角方向所辐射的场的强度（或者单位面积内的能量密度）是各不相同的。

将这种不同的立体角方向所辐射的场的强度的相对关系绘制成图，即得到天线的方向图（角分布）。

显然，方向图是三维的立体图，它能够于不同的坐标系内显示出来，比如球坐标系或者直角坐标系。

方向图（角分布）所表示的参数能够是功率，称为功率方向图，也能够是场强，称为场强方向图，也能够是相位，称为相位方向图，等等。

图3-8示出半波对称振子的三维天线方向图，其中对称振子为垂直放置。

能够见出，于水平面天线是无方向性的，于垂直面天线是有方向性的。

三维的立体方向图形象直观，但不易度量，工程上通常把它切割成二维平面图来研究。

通常根据电场的极化方向切割成E面和H面方向图。

E面是通过最大辐射方向且平行于电场矢量的平面；H面是通过最大辐射方向且垂直于电场矢量的平面。

根据安装方向也能够切割成水平面方向图和垂直面方向图。

图3-9半波对称振子天线的二维平面方向图

图3-9示出半波对称振子天线的二维平面方向图，采用极坐标的形式。

其中图3-9左边的E-平面方向图来自于图3-8中的垂直切割面，此时也能够称为垂直面方向图；而图3-9右边的H-平面方向图来自于图3-8中的水平切割面，此时也能够称为水平面方向图。

二维平面方向图根据需要也能够采用直角坐标的形式。

根据方向图来讨论天线的辐射参数，仍涉及到天线的极化特性。

天线辐射电磁波，其电场或磁场是壹个复矢量，具有幅度信息和相位信息，同时，于电磁波的传播过程中，电场强度矢量于空间的取向也于不断变化，这种变化采用极化的概念来表征。

图3-10极化椭圆图

极化是指电场强度矢量于空间运动的轨迹或变化的状态。

壹般说来，电场强度矢量的末端于空间运动的轨迹是壹个椭圆，如图3-10所示。

于垂直于传播方向Z轴的XY平面上，电场矢量E（t）总是能够分解为俩个相互正交的简单矢量Ex和Ey，分别沿图3-10的X轴和Y轴方向，其振幅分别为Exo和Eyo，相位分别为φx和φy，于是电场矢量E（t）可表示为

由于电场矢量同时仍随时间交变，也即

将（3-13）代入（3-12）式，能够得到

根据（3-14）式，能够描绘出电场矢量E（t）的轨迹是壹个椭圆，如图3-10所示，我们定义这种天线的极化为椭圆极化。

当随着时间t的增加，电场矢量E（t）的椭圆轨迹沿逆时针旋转时，我们称为右旋椭圆极化，反之，称为左旋椭圆极化。

椭圆极化于特殊情况下能够转化为线极化和圆极化。

当振幅Exo和Eyo相等且相位φx和φy相差±π/2时，椭圆轨迹演变为圆，此时我们称为圆极化，相应地也有右旋和左旋之分。

当相位φx和φy相差nπ时，椭圆轨迹演变为壹条线，此时我们称为线极化。

当线极化方向和地面平行时，称为水平线极化，当线极化方向和地面垂直时，称为垂直线极化。

于移动通信中，天线为垂直线极化，如图3-11所示。

图3-11中的发射天线采用垂直极化，接收天线也是线极化，但摆位上分三种情况：

（1）垂直放置，收发天线处于同极化状态，极化相互匹配，接收效率最高；

（2）水平放置，收发天线处于正交极化状态，这种正交极化于理论上导致收发天线相互隔离，不能接收信号；（3）倾斜放置，收发天线极化处于失配状态，此时接收效率降低。

图3-11收、发天线的极化状态

天线预定设计的极化称为主极化，该分量形成的方向图称为主极化方向图。

对于线极化来说，于和主极化垂直的方向可能会产生非预定的极化分量，比如主极化为垂直极化时，于水平极化方向也会产生不需要的极化分量，我们称为交叉极化，交叉极化分量形成的方向图称为交叉极化方向图。

交叉极化也称为正交极化，于设计和应用中需要加以避免或抑制。

图3-12方向图描述辐射参数指标

典型的主极化方向图和交叉极化方向图参见图3-12。

能够见出，所有的辐射参数均能够从方向图上反映出来，比如：

主极化、交叉极化、方向性系数、增益、半功率波束宽度、主瓣、副瓣、零点、后瓣、前后比、交叉极化比等等。

从图3-12能够见出，主极化方向图具有更高的方向性，占据了主要的辐射能量。

交叉极化方向图占据了次要的辐射能量，于主极化的最大辐射方向，主极化电平和交叉极化电平之差称为交叉极化比，交叉极化比指标越大，说明交叉极化信号越小，主极化的纯度越高。

半功率波束宽度（θ3dB）指最大辐射方向功率密度下降至壹半时的角域宽度。

半功率波束宽度越窄，说明辐射能量越集中，天线辐射的方向性越强，通常采用方向性系数来衡量。

方向性系数（D）用于描述天线于某特定方向上能量集中的程度。

定义为于总辐射功率相同的条件下，天线于某特定方向上的辐射强度和参考天线的辐射强度之比。

参考天线通常选择理想点源，是理想中的各向同性天线，由于总辐射功率相同，能量是守恒的，和理想点源比较，天线于某些方向上的辐射强度增加了，于另外壹些方向上的辐射强度必定就减弱了。

我们关心的是天线最大辐射方向上的强度和理想点源的辐射强度之比，即为方向性系数。

方向性系数通常取对数分贝，单位是dBi，其中i表示和各向同性（isotropic）的理想点源比较。

理想点源本身的方向性系数定义为0dBi。

对于图3-8、图3-9描述的半波对称振子，于水平面是各向同性的，于实际中可当作全向天线来使用。

但理论上半波对称振子也是有方向性的，和理想点源比较，其方向性系数为1.64,或者说是2.15dBi。

实际应用中，有时将半波振子选作参考天线，单位取为dBd，其中d表示半波振子（dipole）的意思。

可见俩种换算单位相差2.15dB，即0dBd=2.15dBi。

图3-13定向天线和半波振子的方向性系数

定向天线和半波振子的方向性系数可由图3-13示意描述。

图中半波振子的方向图来自图3-9的H-平面方向图，它是壹个圆，其幅度比理想点源的辐射强度高2.15dB。

图中的定向天线能量更集中，于最大辐射方向的场强高于半波振子，采用dBi度量时，约为9dBi左右；采用dBd度量时，约为7dBd左右。

方向性系数（D）是以总辐射功率相同为基点，没有考虑天线将输入功率转换为辐射功率的效率。

为了更完整地描述天线的定向特性，更常用的参数是天线的增益指标。

增益（G）指于输入功率相同的条件下，天线于某特定方向上的辐射强度和参考天线的辐射强度之比。

如果参考天线是理想点源，单位为dBi；如果参考天线是半波振子，单位为dBd。

增益G和方向性系数D的关系为

其中η为天线效率，天线输入端的阻失配、馈电网络的插入损耗、天线结构的导体损耗、介质损耗、天线辐射的表面波损耗等因素均会降低天线的辐射效率。

天线效率η总是小于1，因此天线增益G总是小于方向性系数D，设计合理时，二者差别有限，当然仍和集体具体的天线类型和结构有关。

设计不合理时，二者相差能够很大。

继续观察图3-12，天线的辐射能量主要集中于主波束内，主波束称为主瓣。

主瓣之外的所有波瓣通称副瓣或旁瓣。

副瓣电平上升、副瓣能量增加时，天线的定向性降低，同时副瓣是干扰的来源，通常是有害的。

主瓣和副瓣、副瓣和副瓣之间能量突降的位置称为零点。

零点是电场矢量相位变化的结果。

设计合适的零点位置能够对抗干扰，反之，将零点区域填充，使能量加强，又能弥补通信覆盖服务区某些盲点。

和主瓣指向相差180度位置的副瓣称为背瓣或后瓣，背瓣也常定义为壹个区域，通常是180º±30º区域，将此区域内所有副瓣的最大电平定义为背瓣电平，主瓣电平和背瓣电平的比值称为前后比。

对于定向性较强的移动通信基站天线，水平面的半功率波束宽度（θH3dB）通常设计为65º和90º，该结果的获得取决于天线辐射单元的结构及其三维电磁边界条件的壹体化优化设计。

而垂直面的半功率波束宽度（θV3dB）通常很窄，该结果的获得则主要取决于天线于垂直面的最大尺寸。

因此，垂直面的半功率波束宽度（θV3dB）是能够估算出来的，通常有

其中λ为工作波长；L为基站天线于垂直面的最大尺寸，对于等间距排列的阵列天线来说，L≈N·d，其中N为辐射单元数目，d为单元间距；K是估算系数，范围于51～110之间，其具体取值和天线结构和馈电方式有关。

对于移动通信基站天线的情况，阵列单元通常为等幅馈电，此时（3-16）式中K取51较为合适。

进壹步，移动通信基站天线的增益也能够进行估算，通常有

其中θH3dB取65º或90º等；θV3dB由（3-16）式确定；C为常数，对于不同的天线形式，C也有壹个取值范围，此处取C等于33000较为合适。

由此根据（3-17）式估算出的增益值仍应该再扣除壹定的馈电网络损耗，根据馈电网络形式的差别，以及天线阵列长度的不同，扣除馈电网络损耗于0.2～1dB范围。

考虑了各种实际因素，增益估算数据能够绘制成曲线查表，如图3-14所示。

图中横坐标为变化的θH3dB，而θV3dB选择了7º、14º、28º、78º等几种典型的取值，由此根据纵坐标可查出相应的增益数据。

图3-14天线增益和半功率波束宽度的关系

三、电路参数

天线总是和传输线连接于壹起，于移动通信中，传输线通常采用同轴线结构。

天线和传输线的关系如图3-15所示。

于和传输线相连接的界面，能够将天线等效为电路端口，采用路的方法对天线进行分析。

等效的电路参数（或称微波网络参数）主要包括：

反射系数Γ、电压驻波比VSWR、输入阻抗Zin、回波损耗RL、反射功率比Pr/Pi、传输损耗TL、隔离度IL、无源三阶互调PIM3等等。

图3-15天线和传输线的连接

观察图3-15，进入天线端口的信号为复数的入射波a，由于天线和传输线之间阻抗存于失配，引起壹个复数的反射波b。

反射波和入射波之比称为反射系数，即

反射系数Γ为复数。

反射系数确定之后，其余参数均很容易推导出来。

首先见电压驻波比VSWR，它定义为传输线上的电压最大值和电压最小值之比。

显然，电压最大值为入射波和反射波之复数模相加；电压最小值为入射波和反射波之复数模相减，即

天线的输入阻抗为电压和电流之比，传输线上的归壹化电压为入射波和反射波的复数相加；传输线上的归壹化电流为入射波和反射波的复数相减，于是有

回波损耗采用反射系数复模的对数分贝来度量，即

反射系数复模的平方为反射的功率比

因此，传输到天线上的功率为1-|Γ|²，于是得到传输损耗为

反射系数Γ、电压驻波比VSWR、回波损耗RL、反射功率比Pr/Pi等参数是相互关联的，我们能够将其相互关系绘制成曲线查表如图3-16所示。

比如当VSWR等于1.5时，可查出反射系数Γ为0.2、回波损耗RL为14dB、反射功率比Pr/Pi为4%，相应的传输损耗TL为0.18dB。

当VSWR进壹步减小时，关联指标的变化对系统的性能且无可观的改善。

图3-16驻波比和其它电路参数的关系

当同时存于2付或者多付天线时，每付天线均能够等效为壹个电路（微波网络）端口，天线和天线之间的相互影响可通过端口之间的隔离度IL来衡量。

图3-17双极化天线之间的隔离度

图3-17示意出双极化基站天线，它包含处于同壹位置上的+45度线极化和-45度线极化二付天线，虽然设计二付天线为极化相互正交，可是彼此之间仍然存于相互耦合。

为了于双工状态下能够正常工作，需要对隔离度指标加以限定。

于图3-17中，当1端口的入射波为a1时，于2端口接收到壹个反射波为b2，此时隔离度定义为俩个端口之间的传输系数S21:

无源三阶互调PIM3也能够归纳为天线的电路参数。

于移动通信系统中，有多个频率载波同时输送到天线工作，即

其中ω=2πf为角频率。

理想情况下，天线的输出Uo和Ui成线性关系

可是，由于天线内部金属互连时出现异质结构，从而引起非线性效应，天线的输出Uo变成

当a2、a3、……系数大到不能忽略不计时，将（3-25）式代入（3-27）式且展开，能够得到更多的频率分量

其中2f1-f2和2f2-f1的频率分量为

（3-29）式称为无源三阶互调PIM3，它不但强度于所有的无源互调产物中最大，而且其互调频率2f1-f2和2f2-f1和原f1和f2频率很靠近，如图3-18所示。

观察图3-18，频率f1和f2输入到天线，由于非线性效应，天线辐射的信号除频率f1和f2外，至少仍包括频率2f1-f2和2f2-f1，由于处于下行频段的f1和f2相差Δ，三阶互调频率2f2-f1和f2也相差Δ，因此2f2-f1可能落入上行接收频段。

当2f2-f1频率信号的幅度高于接收机的本底噪声电平（比如说-107dBm）时，将对上行接收产生干扰，因此需要予以抑制。

图3-18三阶交调的产生

小结：

天线包含众多的参数指标，它们均能够归纳为辐射参数或电路参数。

辐射参数归结为方向图特性的设计，电路参数是天线高效率辐射的保证。

辐射参数和电路参数是天线的共性，于设计时需要平衡考虑，于此基础上才谈得上优化设计。

天线的应用背景不同，将体现出天线的个性，比如移动通信天线需要实现抗多径衰落、抗同频干扰、满足最佳覆盖等要求（于下壹章节讨论）。

天线电性能设计需要兼顾共性和个性的要求。

实际上，壹付性能良好的天线应该是电气指标、结构性能、工艺水平三者的完美统壹和和谐，这是我们设计所追求的目标。

由此，我们认为移动通信基站天线的设计理念应该是壹体化的设计思路，可归纳为：

1、三维电磁辐射边界的壹体化设计

于天线阵列理论中，通常假定金属反射板尺寸为无限大，设计的重点集中于天线辐射单元及其周期性结构上。

对于移动通信基站天线，由于反射板的尺寸有限且受到约束，其对方向图辐射指标的影响和天线辐射单元的地位同等重要。

因此，必须将包含天线辐射单元和反射板于内的所有三维电磁辐射边界作为壹个整体，进行壹体化的电磁仿真优化设计，以求获