上直流提升机调速系统控制.docx

上直流提升机调速系统控制.docx

《上直流提升机调速系统控制.docx》由会员分享，可在线阅读，更多相关《上直流提升机调速系统控制.docx（37页珍藏版）》请在冰点文库上搜索。

上直流提升机调速系统控制

第2章直流提升机调速系统计算机控制

直流提升机调速系统是对提升机实施电力拖动控制的具体执行系统，它接收来自PLC控制系统的操作指令和速度参考信号，并根据系统设定的各种运行指标，通过速度和电流双闭环PI调节控制，最后产生整流器中可控硅的触发信号，使整流器输出直流电压，从而达到控制提升机拖动电机运转的目的。

2．1直流提升机转速、电流双闭环调速系统

2．1．1直流提升机常用的晶闸管整流装置及谐波问题

1、三相全控桥

三相全控桥是提升机晶闸管电力拖动系统中最基本的组成部分，其电路如图2-1所示。

图2-1三相全控桥供电的直流调速系统

（1）主电路

三相全控桥主电路由六个晶闸管V1~V6组成。

通过每一个器件的电流波形是宽度为1200的方波，如图2-2a所示。

通过每个器件的电流有效值为

（2-1）

式中Id—直流负载电流（A）。

通过交流侧相电流波形如图2-2b所示。

交流电流有效值I2

（2-2）

每个晶闸管承受的最大正反向电压为

（2-3）

式中U2—交流侧相电压有效值（V）。

图2-2三相桥桥臂电流iV和交流侧电流i2波形

（2）保护电路

晶闸管的缺点是过载能力很差，瞬时过电压和瞬时过电流都可能使它损坏，所以要设置过电压保护和过电流保护电路。

在图-1中，Rb1~Rb6，C1~C6为器件侧的阻容吸收电路，作用是以致换相过电压。

压敏电阻RV1~RV3是用来抑制三相桥交流侧产生的操作过电压。

快熔FU1~FU6是对晶闸管起高倍数过载或短路保护作用。

（3）三相整流桥输出电压

在负载电流连续时，三相桥的输出电压（空载电压）平均值Ud为

（2-4）

式中，

—触发延迟角（0）。

（4）晶闸管—电动机机械特性如图2-3所示。

当电流Id连续时，n=f（Id）特性是一条随Id增大而下垂的直线。

当

为参变量时，其n=f（Id）特性是一簇平行直线。

当负载电流比较小时，由于Ud中的谐波电压分量而使电枢电流断续。

当电枢电流Id断续时，n=f（Id）特性上翘，特性变得很软。

这种调速系统机械特性的非线性将影响系统的静特性和动特性。

图2-3晶闸管—直流电动机的机械特性

电流断续区的范围取决于最小负载电流、整流器输出电压的谐波电压分量（亦取决于

）和滤波电抗器的电感量Ld的大小。

（5）滤波电抗器的电感

为了减小电流断续区，常在电枢回路串联滤波电抗器。

以三相全控桥为例，为保证电流连续，电枢回路中应具备的电感量LL为

（2-5）

式中Ud0—

=00时的整流器输出电压，Ud0=2.34U2；

Idmin—电枢回路最小连续电流，根据规定要求确定，常取额定电流的5%~10%。

为了保护直流电动机换向器换向的安全，通常要限制电枢电流的脉动分量。

增加电枢回路的电感可以减小电枢电流的脉动分量。

为了限制电枢电流的脉动分量，电枢回路中应具备的电感量Lm为

Lm=0.44Ud0/IAm（2-6）

式中IAm—电枢电流中的交流分量的峰值，通常IAm取5%~10%额定电枢电流。

电枢回路应具有的电感量为LL和Lm的较大值。

而滤波电抗器的电感量Ld应为所需的总电感量减去电枢绕组电感量La和整流变压器所具有的漏感。

最后应指出，不同的主电路连接方式的整流器所需的电感量不同。

（6）功率因数

可控整流装置的功率因数由下式描述：

（2-7）

式中

—畸变因数，

，即整流变压器一次电流基波有效值与一次电流有效值的比值。

对于三相全控桥

=0.955，对于12脉波整流器

=0.985；

—位移因数，即电流基波相对于电压波形的相位角φ的余弦。

考虑换向角

，则变流装置的功率因数

为

（2-8）

粗略分析，则变流装置的功率因数

为

（2-9）

式（2-9）说明，变流装置的功率因数与触发延迟角

有关。

对于三相全控桥，若忽略换向角，则其功率因数与整流器的输出电压Ud的关系为

（2-10）

式中S—变流器的视在功率。

三相桥从电网吸收的滞后无功功率为

（2-11）

根据式（2-11）可画出三相全控桥的Q=f（Ud/Ud0）特性曲线如图2-4所示。

在图中，横坐标为输出电压相对值Ud/Ud0，纵坐标为所需的无功分量Q/S，对

、

均有最小值限制。

若负载电流不变，三相全控桥在输出电压愈低时所需无功功率愈大，消耗的有功功率愈小。

图2-4三相全控桥Q/S=f（Ud/Ud0）特性

2、双桥串联顺序控制变流装置

提高晶闸管变流装置功率因数的方法之一就是采用串联双桥顺序控制。

图2-24为双桥顺序控制的电枢变流装置。

图2-24双桥顺序控制的电枢变流装置

在图2-24中，U1为一组三相全控桥，它由一台联结组别为D，y的整流变压器TM1供电；U2为一组三相全控桥，它由另一台联结组别为Y，y的整流变压器TM2供点。

两台整流变压器的二次侧交流电压相位错开30。

其目的是为了减少整流装置的电流谐波分量，增加直流输出中的脉动次数。

（1）整流装置的控制特性

两组整流桥分别由触发电路GT1、GT2控制，两套触发电路的移相特性相同，如图2-25a所示。

取

，

。

那么每套触发整流装置的控制特性如图2-25b。

取

，

式中Ud1m、Ud2m为每组整流装置的正向（整流状态）最大输出电压；为每组整流器负向（逆变状态）最大输出电压；—Ud1m、—Ud2m为电枢整流器总的正、负向最大输出电压。

图2-25单桥移相控制特性

a）b）c）

图2-26双桥顺序控制特性

a）Uct1=f（Uct）b）Ud1=f（Uct）c）Q*=f（Uct）

GT1、GT2的控制电压Uct1、Uct2由顺序控制器控制，顺序控制器由运算放大器N2、N3构成。

Uct1=f（Uct）、Uct2=f（Uct）的特性如图2-26a所示。

N2、N3的限幅值均为0V、+10V。

根据图2-25的特性可得出如图2-26b所示的电枢整流器的综合控制特性Ud=f（Uct）。

（2）无功功率分析

若为单桥供电，在负载电流不变的条件下，变流器所需滞后无功功率Q*（=Q/Sn）与触发电路控制电压Uct的关系Q*=f（Uct）如图2-26c中曲线所示。

若采用双桥串联顺序控制，在负载电流不变的条件下，其Q*=f（Uct）特性如图2-26c中的曲线②所示。

显然，双桥顺序控制方案所需无功功率比单桥时小，尤其是在变流器输出电压较低的情况。

（3）基本负载电阻

在图2-24中，每组整流桥并接一个基本负载电阻RL1、（RL2），其目的是为整流桥提供续流电流。

因为是两桥串联，相当于有四组三相半波可控整流器，要使电枢回路开始有电流通过，四组半波电路必须同时有触发脉冲。

要作到这一点，触发脉冲可采用宽脉冲，即脉宽τ=1200。

若采用宽脉冲，就不必设置基本负载。

通常三相全控桥多采用双窄脉冲，此时两组桥的触发电路要同时出现四个脉冲的概率很低。

所以电枢回路要想建立电流必然存在死区。

而设置基本负载电阻后，每个桥随时都会通过基本负载电阻道统且续流，而不受另一个桥导通与否的制约。

（4）滤波电抗器电感

双桥顺序控制变流装置属于6/12脉波。

因为两组桥的电压相位错开300，当两组桥的出发脉冲延迟角α相差600的倍数时，变流器的输出电压Ud为12脉波；在其他条件下均为6脉波。

由于脉动频率提高和谐波电压幅值的减小，使电枢回路所需滤波电感量比单桥电路时小。

为限制电枢电流Id的谐波分量所需电感量为

（mH）（2-14）

式中Si—电枢电流脉动率，Si=IAm/Idn；

IAm—Id中的交流分量峰值。

为使电枢电流连续所需电感量为

（mH）（2-15）

式中Idmin—电枢电流连续时的临界电流。

3、12脉波变流器

为了减少晶闸管变流装置的谐波电流对电网的污染，通常采用提高变流器相数的措施。

图2-27为采取12相可控整流器供电的直流调速主电路。

在图中，U1为由整流变压器TM1供电的三相全控桥，TM1联结组别为Y，y0；U2为由TM2供电的三相全控桥，TM2联结组别为D，y1。

两组整流器的输出端d1、d2接到平衡电抗器Lp的两端，Lp的中心抽头d端作为整流器的输出端。

U1、U2的触发电路控制电压Uct为同一个值，则

。

那么，总的输出电压Ud为12脉波的直流电压。

　　　　　图2-2712脉波整流器供电的直流调速系统

（1）平衡电抗器

在图2-27中，设置平衡电抗器的目的是为了解决两组整流器电流的平衡问题。

虽然两组整流桥的交流电压幅值相同，触发延迟角α相同，整流器的输出电压平均值相同（即Ud1=Ud2），但因两组整流桥的交流电压的相位错开300。

而使Ud1与Ud2的瞬时值不相等。

若不设置平衡电抗器，则瞬时值低的整流桥就被关断。

只有瞬时值高的整流桥导通。

也就是说，每个瞬间只有一个导通。

虽然也能达到12相整流的目的，但达不到并联运行的目的，整流器的利用率太低。

　　　　图2-28　ud1、ud2、ud、ｕｐ波形分析

图2-28给出α=600时的ud1、ud2及ud的波形。

加在平衡电抗器两端的电压up为两个桥的瞬时输出电压的偏差电压，即

整流器的输出电压ud为

由于LP上无直流压降，故输出电压平均值Ud为

Ud=Ud1=Ud2

流经Lp的环流ip为

（2-16）

环流ip即为两组整流桥间的不平衡电流。

ip愈小，两组桥的不平衡电流愈小，均流效果愈好。

根据要求的Ipmin和具体线路中的upmax即可确定所需的电感量Lp。

虽然流经Lp的电流是直流，但在铁心中的直流磁动势基本上可以抵消，仅存在不平衡电流ip产生的磁动势。

（2）滤波电抗器

为了限制电枢电流的脉动率所需的电感量Lm为

Lm=0.107Ud0/SiIAm（mH）（2-17）

显然，12相可控整流电路与三相桥相比，Lm减小75%。

为使电枢电流连续所需的滤波电感量LL为

LL=0.074Udo/Idmin（mH）（2-18）

显然，12相可控整流电路与三相桥相比，LL减小75%。

综上所述，通常可不另设滤波电抗器，靠电枢绕组电感既可满足要求。

2．1．2晶闸管变流装置的谐波问题

对于晶闸管变流装置，因其交流电流中含有高次谐波电流，它流经电网时会造成电网电压波形畸变，这将产生一系列的问题。

它影响电源及与之并联的负载；导致电网功率因数下降，在有无功冲击的场合（例如绞车在加速阶段），电网电压会随之降落。

解决的办法是设置谐波滤波器和无功补偿装置。

1、无功静态补偿及谐波吸收

（1）变流装置输入电流中的谐波

若变流装置的输出电流为直流Id，则交流输入电流为方波，将其分解成傅立叶级数，除基波外，还含有许多高次谐波，谐波次数为

（2-19）

各次谐波电流有效值为

（2-20）

式中n—谐波次数，

；对于6脉波线路，n=5，7，11，13，17，19……；

In、fn—第n次谐波的电流有效值和频率；

I1、f1—基波电流有效值和频率，f1=50Hz，I1=（

）Id；

Id—支流负载电流；

p—可控整流脉波数；

m—正整数，m=1，2，……。

考虑换相重叠角影响后，实际的谐波有效值比按上式的计算结果小。

（2-21）

式中，Kn—谐波有效值减小系数，其经验数据如表2-1所示。

表2-1谐波有效值减小系数Kn

谐波次数

5

7

11

13

17

19

Kn

P=6

1.0

1.0

0.75

0.7

0.5

0.4

P=12

0.3

0.3

0.75

0.7

0.2

0.15

（2）无功静态补偿

为解决整流装置无功功率影响的方法是装设补偿电容器，则由补偿电容器和电源内阻抗构成的并联电路对某些谐波会产生发大作用，从而回产生过电压。

为此需要在电容起回路中串联电抗器。

　　图2-29补偿电容串联电抗后的线路及其等效电路

补偿电容串联电抗后的线路及其等效电路如图2-29所示。

S为电网；GH为谐波源（电流源）；D为非谐波源负载；C为静补电容；L为串联电抗；In、ICs、ISn、IDn为流过GH、C、S、D的谐波电流；XLn—n次谐波串联电抗值，XLn=NxL1（XL1为50Hz感抗值）；XCn—n次谐波容抗值，XCn=（1/n）XC1（XC1为50Hz的容抗值）；Zsn—n次谐波电源内阻值，ZSn≈jnXK（XK为线路工频短路电抗）；ZDn—n次谐波负载电抗，ZDn>>ZSn时，可近似认为负载支路开路，IDn≈0。

该电路上存在两个谐振点：

①LC串联谐振点在n=n1时，XLn=XCn，串联谐振角频率为

（2-22）

串联谐振时，LC支路总电抗为零，支路阻抗仅为回路电阻R（R为电抗器电阻和连接导线电阻），谐波电流大部分流入LC支路，进有少数流入电网。

该支路是一个n次谐波吸收器，对于n>n1的谐波，支路的总电抗为感性，此时流入电网的谐波电流Isn=In-Icn

②LC并联谐振点对于n

并联谐振时，这两支路的总电抗相当大，流过电网及电容的谐波电流均被放大。

经分析，过电网和电容支路的谐波电流（ISn、ICn）与谐波次数的关系如图2-30所示。

显然，在n

若串联电抗器的电抗值为电容器容抗的12%时，对3次以上的谐波均无放大作用。

加串联电抗器后，电容器上的电压略有升高，一般应选择电容器的额定电压比电容器两端的实际承受电压高10%~15%。

　　　　　　　图2-30　Ｉsn=f（n）及Icn=f（n）特性

装设串联电抗器的电容器组，主要是解决无功补偿问题，虽也能减少谐波的影响，但作用较小。

（3）无源谐波吸收及静态补偿装置

无源谐波吸收及静态补偿装置既能解决谐波的影响，又能解决无功动态补偿的要求。

无源谐波吸收及静态补偿装置的结构如图2-31所示。

按需要补偿的无功功率选配电容，把电容起分为若干组，每组串联适当电抗，调谐到某一次谐波（5、7、11、3…次0串联谐振，专门吸收谐波。

图2-31无源谐波吸收及静态补偿装置

无源谐波吸收及静态补偿装置的设计原则是：

①按各电容器组的谐振频率下的容抗相差不多分配各组无功补偿量

（2-23）

式中QK—总无功补偿量；

QKn—第n次组补偿量；

In—第n次谐波电流电流值。

②考虑电抗器的影响，各组容抗量

（2-24）

式中UN—母线额定电压；

XCn—第n次组补偿电容在工频下的容抗。

③电容器额定电压要比电网电压高，需留有一定裕量，要根据具体的参数确定。

这种方法增加设备不多，谐波吸收效果明显。

对于交—交变频器，除产生5、7、11、13、…次特征谐波外，还产生与输出谐波相调制的旁姘，因此需要将每组谐波吸收器都接通成高通滤波形式，即在电抗器旁并适当的电阻，不仅可滤掉谐波点的谐波，而且对高于它的谐波也有一定的滤波作用，这样，5次谐波吸收器负责吸收5次谐波及5~7次间的旁频，7次吸收器负责吸收7次谐波及7~11次间的旁频，等等。

为吸收5次以下的旁频，有时还设置3次吸收器吸收3~5次间的旁频。

2、无功动态补偿

无源谐波吸收和静态补偿装置的缺点是无功补偿量固定。

如果变流装置的无功变化大，而电源容量又小（短路电抗XK大），可能会引起较大的母线电压波动。

在负载很小时，因补偿电容量很大，会造成母线电压升高，同时，电网功率因数也会有很大波动。

为此，可设置无功动态补偿装置，其方法有三种：

晶闸管开关控制投切电容器组；晶闸管控制交流电抗器的无功电流；晶闸管控制自饱和电抗器的无功电流。

下面以某矿的无功动态补偿装置为例来说明无功动态补偿装置的原理。

该矿主副井提升设备均为直流传动，主井提升机的功率为5000kW，副井提升机电动机的功率为2×1150Kw。

主电路均为顺序控制方案，变流装置为6/12脉波。

（1）无功动态补偿装置系统组成

无功动态补偿装置的主电路如图2-32所示。

无源滤波器由3、5、7、12、次谐振电路组成。

TCR为无功控制器，三组反并联的晶闸管起双向晶闸管的作用，通过改变晶闸管的出发延迟角来改变通过电抗器的无功电流（实际上是交流调压电路），从而控制补偿器感性电流，也就能达到动态调整整个补偿装置的无功量。

无功控制器的自动调节电路如图2-33所示。

图2-32无功动态补偿主电路

图2-33无功控制器的自动调节电路

（2）性能指标

按设计规定，该装置投入运行后，电网6kV母线上的电压畸变率不超过4%，注入6kV电网的高次谐波含量不超过表2-2的规定；平均功率因数不低于0.9；当主副井提升机同时起动时；6kV母线上的压降不超过3%。

表2-2高次谐波电流含量规定

谐波次数

3

5

7

11

13

17

19

允许值（A）

13.1

15.6

10.8

10.4

8.8

3.3

2.0

无功补偿装置的电容器总安装容量为18.2MVA（滤波器为Y联结），由无功控制器TCR调节的动态补偿范围为0~12MVA。

（3）滤波电路

每一滤波支路均由电抗器和电容器并联组成，三相接成星形。

电抗器采用空心电抗线圈，以避免铁心电抗器饱和引起电感量的变化造成谐波频率的偏移，影响滤波效果。

电容器采用全膜电容器，其优点是温度系数小，减小因温度变化引起的电容量的变化。

在滤波电路中，设置一个12次滤波支路代替11次和13次两个支路的作用，由于12次谐波支路为高通滤波器（在电抗器两端并联一个10电阻），所以能满足电力部门对11次以上的谐波电流注入量的规定。

设置3次谐波电路的原因是，因为电网短路电抗和滤波系统的容抗在3次附近发生并联谐振。

（4）感性电流控制器TCR

感性电流控制器由主电抗器和晶闸管交流调压电路组成。

因为电感器的电感量是一定的，通过改变交流条调压装置的电压来达到改变通过电抗器的电流ICo，从而达到调节整个补差装置的无功功率。

感性电流控制器的每相由两个电抗元件和4对反并联连接的晶闸管开关串联组成。

三相连接成三角形，接至6kV母线，以消除在调节过程中三相感性电流控制器自身产生的三次谐波。

主电电抗器采用双电抗元件，额定电流为650A，总电感量为21Mh。

晶闸管额定电压为3500V，额定电流为661A，采用循环水冷却，冷却水压为0。

295Mpa。

对于串联使用的晶闸管，应采取均压措施（RC阻容吸收），不平衡电压小于5%。

另外，还设置一套BOD过电压保护装置，利用雪崩二极管（击穿电压达3400V）的过电压击穿特性使主晶闸管导通。

串联晶闸管对触发脉冲的时间差应小于1us。

（5）自动调节电路

无功动态补偿装置的自动调节电路的功能有两个：

一是根据负载的瞬时无功QL来确定感性电流控制器TCR输出电流（即IC0）的大小，以保证电网压降不小于3%。

这是一个快速调节过程；二是根据设定的电网功率因数和负载的有功功率PL和无功功率QL来确定TCR输出的感性电流IC0的大小，以保证电网的功率因数不低于0.9，这是一个慢速的调节过程。

自动调节电路的结构如图2-33所示。

主要由感性电流给定值I*C0形成电路和感性电流闭环控制系统组成。

感性电流IC0闭环控制系统由PI电流调节器、感性电流PI检测电路、晶闸管触发电路、变流器以电抗器组成。

显然，则还是一个电流无静差调节系统。

补偿装置的感性电流IC0的给定信号I*C0由ΔQ和QL综合而成。

若惯性调节器AX的放大倍数为K1，则

（2-25）

式中Q*L—在给定的

和负载为PL条件下的电网无功期望值，Q*L=PLtg

；

ΣQ—电网中的实际无功功率，ΣQ=QL-QC；

QC—补偿装置的总无功功率，QC=QCC-QT；

QCC—补偿电容器的无功功率；

QT—补偿装置中的电抗器的无功功率，由滞后电流IC0产生；

QL—提升机电控系统产生的滞后无功功率；

PL—提升机电控系统消耗的有功功率；

tg

—给定的

的正切值。

I*C0是由ΔQ—Q除以电网电压后得到的，即

（2-26）

式中K2—变换系数，与电网电压有关。

补偿装置中的感性电流IC0的反馈信号为

IC0F=K3IC0

式中K3—感性电流IC0反馈系数。

因为电流调节器为比例积分调节器，在稳态时，I*C0=Ic0f，因此，IC0与I*C0的大小成正比。

在PL=0,QL=0,I*C0为最大，IC0也最大时，补偿装置的无功QC最小。

在PL=0,QL达到最大值时，由式（2-26）可知I*C0最小，当然IC0也最小，此时补偿装置的QC最大。

在PL、QL变化时，I*C0根据式（2-26）变化，IC0也跟着变化。

当QL突增时，I*C0迅速减小，经电流调节器，使感性电流IC0很快减小，以保证网络压降不超过3%。

2．1．2转速控制的要求和调速指标

提升机是需要转速控制的大型设备，其生产工艺对控制性能有一定的要求。

归纳起来，有以下三个方面：

（1）调速——在一定的最高转速和最低转速的范围内，分档地（有级）或平滑地（无级）调节转速。

（2）稳速——一一定的精度在所需转速上稳定运行，在各种可能的干扰下不允许有过大的转速波动，以确保产品质量。

（3）加、减速——频繁起、制动的设备要求尽量地加、减速以提高生产率；不宜经受剧烈速度变化的机械则要求起、制动尽量平稳。

以上三个方面都必须具备，特别是调速和稳速两项，常常在各种场合下都碰到，可能还是相互矛盾的。

为了进行定量的分析，可以针对这两项要求先定义两个调速指标，即调速范围和静差率。

着两项指标合在一起又称为调速系统的稳态性能指标。

1、调速范围

提升机要求电动机提供的最高转速nmax和最低转速之比叫调速范围，用字母D表示即

（2-33）

其中nmax和nmin一般都指电机而顶负载时的转速，对于少数负载很轻的机械，例如精密磨床，也可以用实际负载时的转速。

2、静差率

当系统在某一转速下运行时，负载由理想空载增加到额定值所对应的转速降落Δnnom，与理想空载转速n0之比，称为静差率s，即

（2-34）

或用百分数来表示

（2-35）

显然，静差率是用来衡量调速系统在负载变化下转速的稳定度的。

它和机械特性的硬度有关，特性越硬，静差率越小，转速的稳定度就越高。

然而静差率和机械特性硬度又是有区别的。

一般调压调速系统在不同转速下的机械特性是互相平行的，如图2-34中的特性a和b，两者的硬度相同，额定速降Δnnoma=Δnnomb；但它们的静差率却不同，因为理想空载转速不一样。

根据式（2-34）定义，由于nnoma=Δnnomb;所以sa

着就是说，对于同样硬度的特性，理想空载转速越低时，静差率越大，转速的相对稳定度也就越差。

在1000r/min时降落10r/min，只占1%；在100r/min时也降落10r/min，就占10%；如果n0只有10r/min