V关断信号，UUN=-Ud∕2；
当给V1（V4）加导通信号时，可能是V1（V4）导通，也可能是VDI（VD4）导通。
UUN、
图6-7三相桥式PWh型逆变电路
UVN和UWN的PWR波形只有±Ud/2两种电平，UUV波形可由UUN-UVN得出，当1和6通时，UUV=Ld,当3和4通时，Uuv=-Ld,当1和3或4和6通时，UUV=0。
波形见图6-8。
输出线电压PWR波由±Ud和0三种电平构成，负载相电压PWR波由（±2/3）Ud、（±1/3）Ud
图6-8三相桥式PWR逆变电路波形
防直通死区时间：
同一相上下两臂的驱动信号互补，为防止上下臂直通造成短路，留一小段上下臂都施
加关断信号的死区时间。
死区时间的长短主要由器件关断时间决定。
死区时间会给输出PWM
波带来影响，使其稍稍偏离正弦波。
特定谐波消去法（SeleCtedHarmOnicEliminationPWM—SHEPWM）
计算法中一种较有代表性的方法，图6-9。
输出电压半周期内，器件通、断各3次（不
包括0和π）,共6个开关时刻可控。
为减少谐波并简化控制，要尽量使波形对称。
首先，为消除偶次谐波，使波形正负两半周期镜对称，即：
UCt^-u（■t二）
（6-1）
图6-9特定谐波消去法的输出PWM波形
1/4周期以π/2为轴线对称。
其次，为消除谐波中余弦项，使波形在半周期内前后
U（，t）=U（二-，t）
（6-2）
四分之一周期对称波形，用傅里叶级数表示为:
u（，t）=、anSinn，t
n7,3,5,…
（6-3）
4%
式中，an为anUCt）Sinntdt
TIP
图6-9,能独立控制ai、a2和a3共3个时刻。
该波形的an为
（6-4）
式中n=1,3,5,…
确定aι的值，再令两个不同的an=O,就可建三个方程，求得ai、a2和a3。
消去两种特定频率的谐波：
在三相对称电路的线电压中，相电压所含的3次谐波相互抵消，可考虑消去5次和7
次谐波，得如下联立方程：
2Ud
a1（1-2cos：
I2cos：
2-2COS：
3）
π
2Ud
a5（1-2CoS5：
12cos5:
2-2cos5:
3）=O
5兀
2Ud
a7（1-2cos7:
I2cos7:
2-2cos7:
3）=O
7π
（6-5）
给定a1，解方程可得a1、a2和a3。
a1变，a1、a2和a3也相应改变。
一般，在输出电压半周期内器件通、断各k次，考虑PWM波四分之一周期对称，k个开
关时刻可控，除用一个控制基波幅值，可消去k-1个频率的特定谐波，k越大，开关时刻
的计算越复杂。
除计算法和调制法外，还有跟踪控制方法，
（2）异步调制和同步调制
载波比一一载波频率fc与调制信号频率fr之比，N=fc/fr。
根据载波和信号波是否同步及载波比的变化情况，PW碉制方式分为异步调制和同步调制：
1、异步调制
异步调制一一载波信号和调制信号不同步的调制方式。
通常保持fc固定不变，当fr变化时，载波比N是变化的。
在信号波的半周期内，PWM
波的脉冲个数不固定，相位也不固定，正负半周期的脉冲不对称，半周期内前后1/4周期
的脉冲也不对称。
当fr较低时，N较大，一周期内脉冲数较多，脉冲不对称的不利影响都较
小，当fr增高时，N减小，一周期内的脉冲数减少，PWM^冲不对称的影响就变大。
因此，
在采用异步调制方式时，希望采用较高的载波频率，以使在信号波频率较高时仍能保持较大的载波比。
2、同步调制
同步调制一一N等于常数，并在变频时使载波和信号波保持同步。
基本同步调制方式，fr变化时N不变，信号波一周期内输出脉冲数固定。
三相，公用一
个三角波载波，且取N为3的整数倍，使三相输出对称。
为使一相的PWM波正负半周镜对
称，N应取奇数。
当N=9时的同步调制三相PWM波形如图6-10所示。
fr很低时，fC也很低，由调制带来的谐波不易滤除，fr很高时，fC会过高，使开关器
件难以承受。
为了克服上述缺点，可以采用分段同步调制的方法。
3、分段同步调制
把fr范围划分成若干个频段，每个频段内保持N恒定，不同频段N不同。
在fr高的频
段采用较低的N使载波频率不致过高，在fr低的频段采用较高的N,使载波频率不致过低。
图6-11，分段同步调制一例。
为防止fc在切换点附近来回跳动，采用滞后切换的方法。
同步调制比异步调制复杂，但用微机控制时容易实现。
可在低频输出时采用异步调制方式，高频输出时切换到同步调制方式，这样把两者的优点结合起来，和分段同步方
式效杲接近。
图6-10同步调制三相PWM波形
Ξ.4
I
08/
I
0.47
t
O1~10203040506070SO
QHZ
图6-11分段同步调制方式举例
（3）规则采样法
自然采样法中要求解复杂的超越方程，难以在实时控制中在线计算,
按SPWI基本原理,工程应用不多。
规则采样法特点:
工程实用方法，效果接近自然采样法，计算量小得多。
规则采样法原理：
图6-12,三角波两个正峰值之间为一个采样周期Tc。
自然采样法中，脉冲中点不和三
角波一周期中点（即负峰点）重合。
规则采样法使两者重合，每个脉冲中点为相应三角波中点，计算大为简化。
三角波负峰时刻tD对信号波采样得D点，过D作水平线和三角波交
于AB点，在A点时刻tA和B点时刻tB控制器件的通断，脉冲宽度δ和用自然采样法得到的脉冲宽度非常接近。
规则采样法计算公式推导：
正弦调制信号波公式中，a称为调制度，O≤a<1；3r为信号波角频率。
从图6-12因此
（6-7）
三相桥逆变电路的情况:
U∖δ'V和δ'w,同一时刻三
通常三相的三角波载波公用，三相调制波相位依次差120o,同一三角波周期内三相的
脉宽分别为δu、δv和δW脉冲两边的间隙宽度分别为δ
相正弦调制波电压之和为零，由式（6-6）得
（4）PWM逆变电路的谐波分析
使用载波对正弦信号波调制，产生了和载波有关的谐波分量。
PWM逆变电路性能的重要指标之一。
分析双极性SPWM波形：
谐波频率和幅值是衡量
O
同步调制可看成异步调制的特殊情况，只分析异步调制方式。
分析方法：
不同信号波周期的PWM波不同，无法直接以信号波周期为基准分析，以载波周期为基础，再利用贝塞尔函数推导出PWM波的傅里叶级数表达式，分析过程相当复杂，结论却简单而直观。
1、单相的分析结果：
不同调制度a时的单相桥式PWM逆变电路在双极性调制方式下输出电压的频谱图如图
6-13所示。
其中所包含的谐波角频率为nkr
式中，n=1,3,5,…时，k=0,2,4,…；n=2,4,6,…时，k=1,3,5，…。
可以看出，PWM波中不含低次谐波，只含有角频率为ωC,及其附近的谐波，以及2ωc、3ω
C等及其附近的谐波。
在上述谐波中，幅值最高影响最大的是角频率为ωC的谐波分量。
T
^=1.0βr=0.S卜a-W.5Q金=0
↑
I・
T
IA
T!
1
IIII
-
J1
_□
Γ!
I：
11
φ
4：
|r
I
I
II
!
!
.
I
I
1
l!
*
丄.
0
TltL
—IM≡±2I±4
1「
0±fl±T
0±1|±3±5
0
1
2
3
1.4
12
1.0
IgyO’*
養06
（H
0.2
n
角频率仗叫十隔）
图6-13单相PWM桥式逆变电路输出电压频谱图
2、三相的分析结果：
ωC整数倍的
三相桥式PWM逆变电路采用公用载波信号时不同调制度a时的三相桥式PWM逆变电路
输出线电压的频谱图如图
6-14
所示。
在输出线电压中，所包含的谐波角频率为
nc-kr
式中，n=1,3,5,
…时，
k=3（2m∏）±1,m=1,2,∙∙∙;
6m+1,m=0,1,…；
n=2,4,6,'
••时，
k=
6m.-1,m=1,2,…。
和单相比较，共同点是都不含低次谐波，一个较显著的区别是载波角频率
角频率（丼現+k%）
图6-14三相桥式PWM逆变电路输出线电压频谱图
SPWM波中谐波主要是角频率为ωc、2ωC及其附近的谐波，很容易滤除。
当调制信号波不是正弦波时，谐波由两部分组成：
一部分是对信号波本身进行谐波分析所得的结果，另一部分是由于信号波对载波的调制而产生的谐波。
后者的谐波分布情况和SPWM波的谐波分
析一致。
（5）提高直流电压利用率和减少开关次数
直流电压利用率一一逆变电路输出交流电压基波最大幅值Um和直流电压Ud之比。
提高直流电压利用率可提高逆变器的输出能力；减少器件的开关次数可以降低开关损耗；正弦波调制的三相PWM逆变电路，调制度a为1时，输出相电压的基波幅值为Ud/2,
输出线电压的基波幅值为C32）Ud,即直流电压利用率仅为0.866。
这个值是比较低的，
其原因是正弦调制信号的幅值不能超过三角波幅值，实际电路工作时，考虑到功率器件的开通和关断都需要时间，如不采取其他措施，调制度不可能达到1。
采用这种调制方法实际
能得到的直流电压利用率比0.866还要低。
1、梯形波调制方法的思路
采用梯形波作为调制信号，可有效提高直流电压利用率。
当梯形波幅值和三角波幅值相等时，梯形波所含的基波分量幅值更大。
梯形波调制方法的原理及波形，见图6-15。
梯形波的形状用三角化率S=Ut∕Uto描述，
PWM波
的高。
S=O时梯形波变为矩形波，S=1时梯形波变为三角波。
梯形波含低次谐波,含同样的低次谐波，低次谐波（不包括由载波引起的谐波）产生的波形畸变率为δ°
图6-16，δ和Um/Ud随S变化的情况。
图6-17，S变化时各次谐波分量幅值Unm和基波幅值Ulm之比。
S=0.4
图6-15梯形波为调制信号的PWM控制
梯形波调制的缺点：
输出波形中含5次、7次等低次谐波。
实际使用时，可以考虑当输出电压较低时用正弦波作为调制信号，使输出电压不含低次谐波；
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