变频技术的工程应用.docx

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变频技术的工程应用

《电力电子技术》课程大作业

设计题目：

变频技术的工程应用

学生所在系部：

学生学号：

任课教师姓名：

大作业成绩：

变频技术的工程应用

摘要：

通过改变交流电频率的方式实现交流电控制的技术就叫变频技术,20世纪60年代后半期开始，电力电子器件从SCR（晶闸管）、GTO（门极可关断晶闸管）、BJT（双极型功率晶体管）、MOSFET（金属氧化物场效应管）、SIT（静电感应晶体管）、SITH（静电感应晶闸管）、MGT（MOS控制晶体管）、MCT（MOS控制晶闸管）发展到今天的IGBT（绝缘栅双极晶体管）、HVIGBT（耐高压绝缘栅双极晶闸管），器件的更新促使电力变换技术的不断发展。

20世纪70年代开始，脉宽调制变压变频（PWM—VVVF）调速研究引起了人们的高度重视。

20世纪80年代，作为变频技术核心的PWM模式优化问题吸引着人们的浓厚兴趣，并得出诸多优化模式。

关键词：

变频技术；电力电子；PWM

一．基本设计目标

交直流变换在整个电力电子装置中所占的比例很大，绝大多数dc电源都需要通过ac电源进行整流来获取。

目前，常规的整流装置采用二极管或晶闸管相控整流，但是这些整流装置存在功率因数低，交流侧波形畸变严重等缺点。

自从20世纪80年代后期开始将PWM技术引入整流器控制中，这种高功率因数PWM整流器技术成为国内外研究的热点。

根据能量是否可双向流动，派生出两类不同拓扑结构的PWM整流器，即可逆PWM整流器和不可逆PWM整流器。

可逆PWM整流器由于能量可双向传输及其优良的控制性能，近年来在电力电子装置中获得了广泛应用，并受到学术界的关注。

可逆PWM整流器关键性的改进在于用PWM整流取代相控整流等各种技术。

2.设计方案选择及论证

1.三相电压型PWM整流器主电路拓扑与数学模型

三相电压型PWM整流器主电路拓扑结构如图1所示，其中虚线框内为试验测试负载电路[2]。

针对三相电压型PWM整流器，建立采用开关函数描述的数学模型，首先作以下假设：

1）电网电动势ea、eb、ec为三相平稳的纯正弦波电动势；

2）网侧电感是线性的，且不考虑饱和；

3）将功率开关管损耗等效电阻Rs同交流滤波电感等效电阻Rl合并，且令R=Rs+Rl。

定义单极性二值逻辑开关函数sk为

2.基于电压空间矢量脉宽调制的控制方法

忽略开关器件的开关延时、死区时间，控制系统缓冲时间，根据基尔霍夫电压与电流定律，可得到三相电压型可逆PWM整流器的状态空间模型如下[5]基于电压空间矢量脉宽调制的控制方法基于电压空间矢量脉宽调制的控制方法

由于交流电感的滤波作用，整流器交流侧的输入可近似认为是三相正弦电流，直流侧有大电容稳压，输出呈直流电压源特性，稳态时输出直流母线电压可认为保持不变。

由于交流滤波电感等效电阻及开关器件损耗等效电阻较小，在忽略交流滤波电感及开关器件等效电阻的条件下，三相电压型PWM整流器的单相等效电路和空间矢量图如图2、图3、图4所示[3]。

在图3与图4中，E为电网电动势的电压空间矢量，Vp为三相电压型PWM整流器的网侧电压空间矢量，VL为交流滤波电感两端间的电压空间矢量，I为交流电源输出的电流空间矢量。

由图3和图4可见，适当控制Vp的大小和Vp与E之间的相位角兹，就可以控制输入电流I的大小与相位，因而能控制整流器传送能量的大小和直流侧电压，最终就能够控制功率因数和实现能量的双向流动。

如何控制输入电流，得到理想的功率因数以及实现能量的双向流动，根本任务在于得到各功率开关器件的控制规律和通断时间。

PWM技术已广泛应用于整流系统以提高功率因数并改善电流波形，本文基于电压空间矢量脉宽调制原理，通过电压空间矢量PWM控制，在整流器桥路交流侧生成幅值、相位受控的正弦PWM电压。

该电压与电网电动势共同作用于整流器交流侧，在整流器交流侧形成正弦基波电流，谐波电流则由整流器交流侧电感滤除。

在传统的相位幅值控制方式中，在功率因数为1时，控制角兹与控制电压矢量Vp的计算完全根据矢量图并依赖于主电路参数，如式（3）、式（4）所示[4]。

式（3）和（4）的运算量较大并且与主电路参数相关联，不易实现实时控制，系统存在受主电路参数影响的局限性。

本文提出的控制方法是将PI调节器的输出作为相位角兹的给定，而相位角兹作为被控对象的输入变量，并依据能量守恒原理和系统的调节关系以及矢量关系确定控制算法，这样就实现了对整流器网侧控制电压Vp的相位的控制，系统闭环结构框图如图5所示。

对于网侧控制电压幅值，根据电压空间矢量脉宽调制控制原理有[6]

三．总体电路设计

主电路及工作原理

图1三相电压型PWM整流器VSR工作原理

图1（a）中的三相电压型PWM整流器VSR主电路由交流回路、功率开关管桥路以及直流回路组成。

其中交流回路包括交流电压e以及网侧电感l和网侧等效电阻r;直流回路包括直流电容c,负载电阻rl和负载电压el等。

在稳态工作时，三相VSR输出直流电压不变，开关器件在PWM控制下开通或关断，三相VSR交流侧输出电压和三相PWM逆变器输出电压是相同的。

同样，由于输入电感的滤波作用，忽略三相VSR交流网侧输出电压的谐波，三相VSR可以看作可控的正弦三相电压源。

它输出的基波电压矢量v与电网电压矢量e共同作用于输入电感l和交流网侧等效电阻r上，产生输入电流矢量i，如图1（b）所示。

其最基本工作状态时的矢量图如图2所示。

因此，适当调节可控交流电压的幅值和相位，可以获得所需幅值和相位的输入电流，实现单位功率因数整流或逆变。

图2单位功率因素PWM整流器矢量图

3系统模型和控制策略

三相VSR在三相静止（a、b、c）坐标系下的一般数学模型[2][3]为:

（1）式中:

SK是整流桥功率开关的单极性二值逻辑开关函数,当sk=0时表明第k相下管通，上管断，而VSR=1表明第k相上管通，下管断。

这种一般数学模型具有物理意义清晰、直观等特点。

但在这种数学模型中，三相vsr交流侧均为时变交流量，因而不利于控制系统设计。

为此，可以通过坐标变换将三相静止坐标系（a，b，c）转换成以电网电压基波频率ω同步旋转的DQ坐标系[4]。

这样，经坐标旋转变换后，三相对称静止坐标系中的基波正弦变量将转化成同步旋转坐标系中的直流变量，从而简化了控制系统设计。

三相静止对称坐标系中的三相VSR一般数学模型经同步旋转坐标变换后，即转换成三相VSRDQ模型。

在变换前后功率不变的前提下，假设α轴与a轴重合，如图3（a）所示。

用通用矢量x来表示三相对称交流量（电压或电流），假设三相交流量的频率为ω。

三相静止坐标系（a，b，c）到两相垂直静止坐标系（α，β）的变换矩阵c3s/2s为

（2）将两相旋转DQ坐标系中d轴与电网电压矢量e同轴，即d轴按矢量e定向，d轴分量表示有功分量，q轴分量表示无功分量。

再令，初始条件下，d轴与α轴的夹角为

，如图3（b）所示。

两相垂直静止坐标系（α，β）到两相同步旋转DQ坐标系的变换矩阵c3s/2r为:

（3）

图3坐标变换

将变换矩阵c3s/2r、c3s/2s代入三相VSR一般数学模型

（1）中得三相VSR的DQ模型

（4）其中，XD、XA分别为XK（k=a,b,c的d、q分量，x=Ie,s。

又令

─三相VSR交流侧电压矢量VDQ的d分量;

─三相VSR交流侧电压矢量VDQ的q分量。

得:

（5）从三相VSRDQ模型方程式（4）和（5）中可以看出，由于VSRd、q轴变量互相耦合，因此，在基于DQ坐标系模型的电流控制器设计时，需考虑这种关系。

电压型PWM整流器的理想状况是输出直流电压在一定范围内可调而且稳定，输入端电流与电压同相，呈理想正弦波。

为了达到此目的，就必须控制输入电流的形状和输入电压。

从原理上来看，的确可以控制输入电流的幅值和相位，从而达到形成理想电流波形、减少谐波提高功率因数的目的，这种控制方法即是常规幅相控制，由于其是通过控制电压达到控制电流的，所以亦称为间接电流控制。

但在实际系统中这种控制方法很少得到应用，这是因为动态特性差、电流超调、振荡严重、响应速度慢、系统稳定性差，而且由于系统参数漂移也影响到实际控制效果，所以得到广泛应用的是直接电流控制。

普通结构是在电压外环的基础上加上了电流内环控制，增加了系统的响应速度。

为了实现直接电流控制，必须对d-q轴电流id和IQ进行解耦。

为此，可以采用前馈解耦控制策略[4,2]，假定ν、VQ的控制方程如下:

（6）式中，IQ*、id*─IQ、id电流指令值;

GDF（s）─电流调节器传递函数。

（7）显然，基于前馈解耦控制策略，使三相VSR电流内环（ID,IQ）实现了解耦控制，如图4所示。

为了实现电压的无差调节，引入了pi调节;同时在电流内环也引入pi控制。

PWM波形的产生使用固定开关频率PWM电流控制。

图4三相VSR电流内环解耦控制结构

图5PWM整流器的控制框图

系统控制结构框图如图5所示

通过同步电路检测得到的Wt值与Ia和Ib的检测值进行三相静止坐标系到两相同步旋转坐标系的变换，从而得到电流在两相同步旋转坐标系中的分量id与IQ，直流电压的误差信号经过pi调节得到d轴电流指令值id*，另外因为单位功率因数正弦波控制，IQ*=0，经过pi调节器得到交流侧电压的DQ轴给定值，然后经过SVPWM变换得到整流桥开关信号、SA,SB,SC。

四．各功能块及单元电路的设计、计算与说明，总体电路原理图及其说明

1．PWM控制的基本原理

理论基础:

冲量相等而形状不同的窄脉冲加在具有惯性的环节上时,其效果基本相同.冲量指窄脉冲的面积.效果基本相同,是指环节的输出响应波形基本相同.低频段非常接近,仅在高频段略有差异

2．PWM逆变电路及其控制方法

目前中小功率的逆变电路几乎都采用PWM技术.逆变电路是PWM控制技术最为重要的应用场合.本节内容构成了本章的主体

PWM逆变电路也可分为电压型和电流型两种,目前实用的几乎都是电压型.

（1）计算法和调制法

1,计算法

根据正弦波频率,幅值和半周期脉冲数,准确计算PWM波各脉冲宽度和间隔,据此控制逆变电路开关器件的通断,就可得到所需PWM波形.

缺点:

繁琐,当输出正弦波的频率,幅值或相位变化时,结果都要变化

2,调制法

输出波形作调制信号,进行调制得到期望的PWM波;通常采用等腰三角波或锯齿波作为载波;等腰三角波应用最多,其任一点水平宽度和高度成线性关系且左右对称;与任一平缓变化的调制信号波相交,在交点控制器件通断,就得宽度正比于信号波幅值的脉冲,符合PWM的要求.

调制信号波为正弦波时,得到的就是SPWM波;调制信号不是正弦波,而是其他所需波形时,也能得到等效的PWM波.

结合IGBT单相桥式电压型逆变电路对调制法进行说明:

设负载为阻感负载,工作时V1和V2通断互补,V3和V4通断也互补.

控制规律:

uo正半周,V1通,V2断,V3和V4交替通断,负载电流比电压滞后,在电压正半周,电流有一段为正,一段为负,负载电流为正区间,V1和V4导通时,uo等于Ud,V4关断时,负载电流通过V1和VD3续流,uo=0,负载电流为负区间,io为负,实际上从VD1和VD4流过,仍有uo=Ud,V4断,V3通后,io从V3和VD1续流,uo=0,uo总可得到Ud和零两种电平.

uo负半周,让V2保持通,V1保持断,V3和V4交替通断,uo可得-Ud和零两种电平.

图6-4单相桥式PWM逆变电路

单极性PWM控制方式（单相桥逆变）:

在ur和uc的交点时刻控制IGBT的通断.ur正半周,V1保持通,V2保持断,当ur>uc时使V4通,V3断,uo=Ud,当ur图6-5单极性PWM控制方式波形

双极性PWM控制方式（单相桥逆变）:

在ur半个周期内,三角波载波有正有负,所得PWM波也有正有负.在ur一周期内,

输出PWM波只有±Ud两种电平,仍在调制信号ur和载波信号uc的交点控制器件通断.ur正负半周,对各开关器件的控制规律相同,当ur>uc时,给V1和V4导通信号,给V2和V3关断信号,如io>0,V1和V4通,如io<0,VD1和VD4通,uo=Ud,当ur单相桥式电路既可采取单极性调制,也可采用双极性调制。

PWM整流电路也可分为电压型和电流型两大类,目前电压型的较多

五．控制性能有重要影响的参数有：

L是每一相交流滤波电感的值，R是每一相功率开关管损耗等效电阻RS与交流滤波电感等效电阻R1的和，C是直流输出侧的电容值。

电机的铭牌参数（功率、频率、电流、电压、极数、转速）、电机转子电阻、电机定子电阻、电机定子转子电感、电机定子转子互感、空载电流等。

六．总结

PWM整流器能实现整流，并且整流时电网电流与电网相电压频率相同，相位也相同，同时电流波形畸变较小，接近单位功率因数。

PWM整流器能回收负载侧能量给电网，回馈时电网电流与电网同频反相，电流波形畸变较小，接近单位功率因数。

通过本次设计我体会到了实验设计应遵循的基本原则以及实验设计的基本思路。

在掌握有关实验理论的基础上再对课本的实验以及有关实验设计的习题进行剖析总结，做到理论与实验相结合，这样才能提高实验分析和实验设计的能力。

七．参考文献

[1]张崇巍，张兴.PWM整流器及其控制[M].北京：

机械工业出版社，2003.

[2]JFernandoSilvaandJFMartins．SpaceAlfaBetaCurrentRegulatorforSlidingModeControlledUnityPowerFPWMRectifiers[A]．IECON’98[C]，1998：

1877-1882.

[3]王晓晨，杨公训，潘志刚等.三相PWM整流器智能功率因数控制方案的研究[J].电力电子技术，2005，39（3）：

17-19.

一.引言...................................................1

二.课程设计内容...........................................1

三.设计方案选择及论证.....................................2

四.硬件各功能模块设计.....................................3

五.软件部分变频器选择与设计...............................6

六.总体电路..............................................11

七.总结..................................................11

八.参考文献..............................................12

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