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QAM发展摘要
二、设想的理论工作研究的意义………………..…..2
三、国内外目前的发展现状及趋势………..………..2
1、有关QAM性能的研究………………..…………….2
2、有关QAM信号的变型的研究…….……….……….8
（1）叠加式QAM（SuperposedQAM或SQAM）…….……….8
（2）可变速率QAM（VariableRateQAM或VR-QAM）……..9
（3）多载波QAM（Multi-CarrierQAM或MC-QAM）……….10
3、QAM及其变型的理论成果的实用化情况……….…13
4、发展趋势…………………………………………..14
参考文献…………….…….…………………….……….18
二、设想的理论工作研究的意义
近年来移动通信的发展十分迅速，用户数目急剧增加，传统通信系统的容量已经越来越不能满足通信要求了。
由于频谱资源有限，不可能靠无限增加频道数来解决问题。
而且未来个人通信是多种业务的综合，其数据传输速率要高得多，如果采用一般的调制技术，信道带宽也将增加许多，会进一步加剧频谱资源的紧张状况。
因此，高频谱效率高性能的调制解调技术成了开发个人通信系统的关键技术之一，也是近年来的研究热点。
个人通信系统的无线覆盖将采用宏小区和微小区共存的方式。
在不同的蜂窝半径和应用环境下，移动信道将呈现出不同的衰落特性。
对于半径较大的宏小区，由于信道条件较差，GMSK等是较为合适的调制解调方式。
随着微小区与微微小区的出现，小区半径越来越小，通信距离只有一、二百米，甚至几十米。
由于传输路径很短，收发信机之间的障碍较少，信道的衰落状况就有了很好的改善。
接收信号中就会存在较强的直达分量，多径衰落特性由Rayleigh衰落变为Rician衰落，对振幅的影响就相应减小了。
这样，原来被认为不适合传统移动信道的QAM也可以在Rician信道中使用。
QAM的频谱利用率很高，在相同的的码元传输速率下，其基带信号带宽与2DPSK相同，但是每码元所代表的信息比特却比2DPSK多。
尤其是QAM的改进型叠加式QAM（SuperposedQAM或SQAM）以及可变速率QAM（VariableRateQAM或VR-QAM）等的提出，由于其对复杂多变的移动信道具有更强的适应能力，其在个人通信中的应用已引起了人们极大的研究兴趣，实用化、产品化的进程也正在紧张地进行之中。
鉴于目前高效频谱调制方式QAM的发展现状以及其未来的广阔应用前景，对其性能做深入细致的研究意义十分重大，主要表现在以下三个方面：
①通过对QAM信号的深入研究，可以进一步探讨一些新型的解调方法与技巧，来分析QAM信号在不同传输条件下的误码/误比特性能，并依据研究的结果来调整其调制参数，使其在特定的信道传输环境下性能得到优化。
这样不仅便于在理论上得出新的研究结果，而且对于优化个人通信系统的设计具有十分重大的实际参考价值。
②通过对QAM信号的深入研究，可以在分析其传输性能的基础上明晰其存在的弱点与不足，进而在理论分析与仿真论证的基础上，提出一些改进型或与其它调制技术的混合型，以改善其在特定信道条件下的传输性能。
这样既可以实现理论上的创新，又为实际应用提供了新的方式与思路，因而具有一定的理论与现实意义。
③由于当前QAM及其变型的理论成果的实用化、产品化是社会的迫切需求，也是目前多家实验室的研究重点。
通过对QAM及其变型的传输性能的深入研究，可以深入理解其调制解调的原理，这将为今后可能的相关实际工程的开展打下坚实的基础。
三、国内外目前的发展现状及趋势
随着个人通信的迅速发展以及有较强直射波的微小区的出现，高效频谱调制方式QAM及其改进型与混合型即成为国内外研究的热点，其理论成果也正在迅速走向实用化与产品化。
1、有关QAM性能的研究
M进制正交振幅调制（MQAM）的表达式一般为[1]：
0≤t＜T
（1）
其中：
（2）
式中，T为码元宽度，A为固定的振幅，与信号的平均功率
有关，而
则表示MQAM调制信号矢量端点在信号空间中的坐标。
QAM的调制和相干解调的原理框图如图1所示[2]。
调制器中输入数据经串并变换分为两路，再分别经过二电平到L电平的变换，形成Am和Bm。
为了抑制已调信号的带外辐射，要通过预调制低通滤波器，再分别与相互正交的两路载波相乘，形成两路ASK信号。
最后，两路信号相加就得到已调的QAM输出信号。
在解调器中，输入信号分成两路分别与本地恢复的两个正交载波相乘，经过低通滤波、多电平判决和L电平到二电平的转换，最后将两路信号进行并串变换就得到接收数据。
QAM的信号矢量端点在信号空间有多种分布形式，对于M=16，两种具有代表意义的信号空间分布如图2所示。
图2（a）中的信号点成方形，故称为方形QAM，又称为标准QAM；而图2（b）中的信号分布成星形，故称为星形QAM。
这两种16QAM的重要区别在于信号的结构不同：
星形QAM只有两种振幅值，而方形QAM有三种；星形QAM只有8种相位值，而方形QAM有12种。
由于方形QAM的信号矢量幅度和相位并不是规则分布的，因而对载波恢复和自动增益控制造成一些问题。
虽然方形QAM在抗噪声方面具有良好的性能，但它并不适合衰落信道。
方形QAM可以被认为是两路正交的双边带抑制载波调幅信号之和，利用振幅调制的分析结果，WebbW.T.等人在文献[3]中推导出了方形MQAM的误码率。
WebbW.T.等人在文献[3]中还提出了星形MQAM调制方案，其主要目的是克服方形MQAM的弱点。
星形MQAM的星座图呈现星状分层分布，同一层信号点的振幅相同，位于一个圆周上。
星形QAM可以认为是幅度调制和相位调制的组合，调制时，将输入信息分成两部分：
一部分进行基带幅度调制；另一部分进行相位调制。
对于星形16QAM，每个码元由四个比特组成，将它分成第一个比特和后三个比特两部分。
文献[3]中采用了差分编码方案，即依据幅度或相位是否改变来进行Gray编码。
解调时，星形QAM也分为振幅与相位两部分。
对于振幅的解调，采用一种自适应门限的判决方法。
即判决门限不是固定值，而是与前一个码元的振幅样值有关，如果在衰落信道中，信号矢量的振幅发生变化，则判决门限也随之发生变化。
对于相位的解调，主要是采取计算相位差，然后查表进行对照而得到相位值的方法。
将振幅解调和相位解调的数据合并，就可得到星形16QAM的解调数据。
在衰落信道中，接收信号的振幅和相位都会发生随机的变化，当这些变化大到一定的程度时就会引起误判。
文献[3]提出了一种多次取样外推法对衰落引起的变化进行粗略预测并加以补偿。
根据文献[3]的计算及仿真结果，可以看出，星形QAM与方形QAM相比，误比特率性能得到了较大的改善；采用多次取样外推法可以进一步改善系统剩余误比特率特性；多次取样外推法与简单的开关选择空间分集相结合，可以得到很高的分集增益。
对于衰落信道，WebbW.T.尤其强调了差分编码的重要性与优越性。
AdachiF.曾对瑞利衰落信道下的星形QAM信号的误比特率性能进行了分析[4]。
采用差分编码，则星形QAM可以认为是DASK与DPSK的综合，可以根据这两者的性能而推出QAM的性能。
对于星形MQAM，如果在其每个码元的N=log2M个比特中，i个比特进行DASK调制，另外（N-i）个比特进行DPSK调制，则其误比特率为：
（3）
然后分别计算瑞利信道下DASK与DPSK的误比特率，而最终得到MQAM的误比特率。
ProakisJ.G.在《数字通信》中采用了信号空间分析方法主要分析了QAM信号在加性高斯白噪声（AWGN）信道下的误码率性能，但其主要是分析了方形QAM的性能。
通过计算相邻信号星座点之间的欧几里德距离而得到了方形QAM在AWGN信道条件下的误码率通式，并与其它几种调制方式进行了比较。
ProakisJ.G.在书中还讨论了分集接收技术对M进制正交信号传输性能的改善，但其论述并没有详细地论及QAM信号。
Craig曾在文献[5]中提出了一种计算AWGN条件下二维M进制信号的平均差错率的方法，这种方法适用与信号星座判决区域边界为多边形的情况。
其推导得到的平均差错率的表达式中只有一重求和，这比传统的双重求和有所改进。
另外，这种算法中直接采用小数计算，这比传统的双重求和并取整的算法要精确得多。
加拿大的XiaodaiDong进一步发展了Craig的算法[6]，将其推广到了慢衰落信道。
她推导了Rician、Nakagami-m与Rayleigh衰落下的相干星形16QAM信号的平均误码率，并与方形16QAM进行了比较。
而且，她还根据误码率的表达式得到了星形16QAM星座图环层之间距离的最佳比例。
其间采用的算法主要是首先采用信号空间分析方法，根据信号空间星座图与判决多边形计算得到衰落信道下信号大小的概率密度函数，接着采取与Craig相似的算法将双重积分化简为单重积分，并得到衰落信道下二维M进制信号的平均误码率公式。
然后，根据几何上的计算最终得到最佳环层距离比例与信噪比之间的关系曲线。
另外，XiaodaiDong还在文献[7]中分析了任意8进制与16进制信号在AWGN与慢衰落信道中的性能。
她推导出了一个新的任意具有多边形判决边界的二维信号的误码率表达式，这使得不同星座的调制参数得到了最佳优化。
在文献中，她还列举了多种8进制与16进制的信号作为例子进行了分析。
信号数据的概率密度函数（pdf）对于信号传输性能的估算意义十分重大，尤其是对于衰落信道。
Aghamohmadi等人曾依据最小均方误差准则（MMSE）推导出了Rayleigh衰落与Rician衰落信道下的pdf[8]，然而，在推导过程中，他们假设了信道估计与估计误差之间的正交性。
Sarah等人进一步发展了这种算法[9]，她在计算pdf的过程中并不要求有这种正交性，因而将算法的适用范围进行了拓广。
而且，对于平坦瑞利衰落（FlatRayleighfading）以及分集接收的Rayleigh衰落与平坦莱斯衰落（FlatRicianfading），文献中依据pdf对具有同相与正交分量的多幅度星座的误码率/误比特率分别进行了计算。
文献中还以方形16QAM信号为例，对比了精确信道估计与非精确信道估计情况下的平均误码率性能。
在无线通信中，由多径时延引起的频率选择性衰落对通信系统的性能影响很大。
多年来，众多的学者对此进行了深入的研究，包括对实际信道的测量和建模、硬件模拟、计算机仿真以及理论分析等不同方法。
其中硬件模拟开发周期长，参数可调性差，而软件仿真则需要大量的数据才具备一定的可信度，且这些方法不直接，不能明确揭示误码基底产生的根源及系统与信道各参量的作用。
石鹏宇等人在文献[10]中在理论推导的基础上，给出了频率选择性衰落对几种数字信号调制解调方式影响的误码率解析表达，并在此基础上讨论了时延扩展、限带滤波器、分集及前向纠错编码的作用。
文献[10]中提到众多的实验模拟与计算机仿真表明，在Rayleigh衰落条件下，频率选择性衰落的误码基底与信道的功率时延曲线（Powerdelayprofile）无关，无论信道为二径、三径、四径，还是假设信道的PDP为指数衰减或高斯衰减，系统的误码性能均只与信道的均方时延扩展有关。
基于此，石鹏宇等人在分析中，采用二径模型来表征衰落信道，并且分析了QPSK、MQAM、GMSK、DQPSK等调制方式在瑞利衰落信道下相干与非相干解调时的误码基底。
另外，他还分析了MQAM信号在莱斯、Nakagami以及多径莱斯与瑞利衰落下的相干解调时的误码基底。
文献得出了非相干解调下的误码率为相干解调下的2倍、误码率对采样点不敏感以及相邻码元的串扰起主要作用等结论。
早在1964年，Ossana就提出了一种假设，认为移动台除了接收来自基地台的直达信号外，还收到来自一排平行建筑物的反射波。
这一假设在当时的移动通信环境下与信号的传播情况是相符的。
但随着城市中的高大建筑群的不断增多，这一假设与实际情况相去甚远。
于是1968年Clarke提出了一种与实际传输情况相符的散射模型。
该模型假定：
移动台接收到的信号是由大量等幅的水平传播的垂直极化入射波合成的，各入射波的入射角和初相位在[0，2x]均匀分布。
1979年，Aulin对Clarke的模型进行了修正，使之更符合实际情况[11]。
结果表明：
接收信号的包络近似服从瑞利分布，其衰落速度与移动台的移动速度成正比。
移动通信中的快衰落是他区别于其它通信系统的显著标志之一。
由于受地形、环境等因素的影响，其衰落机理非常复杂。
运动速度的不平稳以及周围高大建筑物等环境的影响，会使移动接收机接收到的信号具有很大的时变性和随机性，且主要由反射、散射和折射等多径分量组成。
此外，在数字通信中，还存在各种外部噪声和干扰。
因此，研究这样一个复杂、时变、随机的信道模型和干扰特性是数字移动通信研究的基础，它关系到系统调制解调和最佳接收方案的优化。
向增俊等人在文献[12]中进一步详细研究了移动通信环境中瑞利衰落信道的模型，并在此基础上导出了高效频谱调制MQAM数字移动通信信道的基带等效模型以及同频道干扰和邻频道干扰的基带等效模型，从而得到了较完备的MQAM数字移动通信系统的基带等效模型。
另外，文献还给出了相应的计算机模拟结果。
石鹏宇、向增俊等人分析了频率选择性衰落信道下的情况，而G.L.Turlin在文献[13]中给出了非频率选择性莱斯慢衰落信道中二元信号的相干接收机与非相干接收机的误比特率计算公式，并就以下三种情况，对两种接收机性能作了比较：
（a）γ=0，λ=0；（b）γ=2，λ=0；（c）γ=∞,λ=0（这里γ表示镜像分量的比特能量与散射分量的比特能量之比；λ表示两个信号的互相关）。
全庆一等人[14]在G.L.Turlin的工作的基础上进一步推导出了非频率选择性莱斯慢衰落信道中M正交信号的相干接收机与非相干接收机的误比特率计算公式，并就多种情况对两种接收机性能进行了比较，而且对比较结果做出了定性的分析。
其主要结论有：
（1）当γ=0时，即莱斯衰落信道退化为瑞利衰落信道时，非相干接收机的BER总是低于非相干接收机的BER；
（2）当γ=∞时，即莱斯衰落信道退化为无衰落的高斯信道时，相干接收机的BER总是低于非相干接收机的BER；（3）当0<γ<∞时，即莱斯衰落信道时，存在一个A>0。
当比特能量与噪声功率之比ξA时，非相干接收机的BER低于相干接收机的BER。
（4）A随着γ的增大而增大。
其结论的主要分析观点有：
（1）在非频率选择性莱斯慢衰落中，影响非相干接收机和相干接收机误比特率的因素有两点：
第一点是散射分量中相位的随机变化；第二点是信道中的高斯白噪声。
在误比特率计算公式中反映这两点因素的参量分别为镜像分量与散射分量能量之比γ和比特能量与噪声功率之比ξ。
这两点因素对两种接收机的影响不完全一样。
第一点因素对相干接收机的影响比对非相干接收机要严重些，这正是在瑞利信道中相干接收机的性能不如非相干接收机的原因；而第二点因素则与第一点相反，它对非相干接收机的影响比对相干接收机的要强烈，这恰是在无衰落的高斯信道中非相干接收机的性能不如相干接收机的缘故。
（2）当比特能量与噪声功率之比ξ较大时，引起接收机误比特的主要因素是第一因素，即散射分量中相位的随机性变化。
这个因素对相干接收机的影响比对非相干接收机的大，所以这时非相干接收机的误比特率比相干接收机的小；相反，当ξ较小时，引起接收机误比特的主要原因是第二因素，即信道中的高斯噪声。
这个因素对非相干接收机的影响比对相干接收机的大，所以此时相干接收机的误比特率比非相干接收机的小，这就是第三点结论的原因所在。
（3）当γ增加时，散射分量相对镜像分量变小。
因此，散射分量中相位的随机性变化对接收机误比特率的影响减弱。
这使两种接收机的误比特率有所减少，但由于两种接收机受这种因素影响的程度不同，所以它们误比特率减小的幅度不一，相干接收机的误比特率减小幅度较大，这导致了A值的增大。
采用高效频谱调制方式可以提高频谱利用率，然而，频率再用导致共道干扰（Co-channelInterference或CCI），而CCI是造成系统性能下降的主要因素之一。
高效频谱调制方式的应用同时受制于CCI以及多径衰落，因此，为有效地提高频谱利用率，必须尽可能地抑制CCI及多径衰落的影响。
另一方面，分集接收技术（DiversityReception），由于它不增加频谱开销并在抗多径衰落及抑制CCI方面具有卓越的性能，近年来备受青睐，并将成为第三代蜂窝移动通信的基本技术之一。
有关调制和/或分集接收在衰落信道及存在CCI时的性能分析已陆续出现在一些文献中[15]、[16]。
例如Beaulieu等人在文献[15]中结合CCI、AWGN以及Rayleigh衰落详细分析了QPSK的性能。
文献[16]导出了MPSK在Rayleigh衰落信道中结合多路分集接收技术的性能。
为了建立起一个综合性的系统性能分析，陆建华在文献[17]中结合分集接收技术对高效频谱调制方式在蜂窝移动通信中的应用与性能进行了综合研究。
文献中重点考察了MPSK和MQAM在CCI、AWGN及Rayleigh衰落等因素的综合影响下的误码率性能并导出其一般化的近似计算公式。
通过蒙特—卡洛仿真验证，表明这些近似计算公式对所有的M（M-aryPSK或QAM）、N（分集接收支路数）、Eb/N0（每比特信噪比）以及SIR（信号—干扰比）都有效。
因此文献的结果可以广泛地应用于不同的系统设计要求下在调制方式、频率再用以及分集接收之间进行折中研究。
不过，本文献中只是研究了方形MQAM的性能，而没有涉及到星形MQAM的性能。
JianhuaLu等人在文献[18]采用信号空间分析方法分析了在AWGN信道下相干检测的MPSK与方形MQAM信号的误比特率。
文献中采用Gray编码，充分利用Gray码相邻码元之间只有一比特的差异这个特性。
根据信号的星座图，设定多轴进行判决，然后通过几何计算而得到信号星座的最小欧几里德距离，并最终得到了MPSK与方形QAM的误比特率通式。
文献中还采用计算机蒙特—卡洛仿真对理论分析结果进行了验证。
另外，KentaroKato等人在文献[19]中还提出了一种基于量子检测技术（QuantumDetectionTheory）来计算MPSK与MQAM信号的差错概率与互信息的方法。
其中采用了用平方根测量（SquareRootMeasurement）来进行数值分析的方法。
仿真结果表明量子QAM系统（QuantumQAMSystem）较传统的QAM系统性能上有了一定的提高。
不过，本文献中MQAM模型依然只采用了方形MQAM，而没能就星形MQAM的性能进行分析。
此外，还有诸多的文献分析了其他的调制方式的性能。
这些文献分析了不同信道条件下的各类调制方式的性能，尤其是它们采用了多种不同的方法，应用了许多技巧。
这些分析问题的方法与技巧值得我学习和借鉴。
如文献[20]分析了AWGN信道中载波相位噪声条件下2PSK与4PSK信号的近似误比特概率，其中采用了部分相干逐码元检测的方法。
文献[21]分析了MDPSK、MPSK以及非相干MFSK在无线莱斯衰落信道中的平均差错率性能，此文献对于衰落信道中无线电系统的设计与评估具有一定的意义。
文献[22]分析了用Viterbi译码来差分检测DPSK信号时的性能，其中主要采用了最大似然序列估计（MaximumLikelihoodSequenceEstimation或MLSE）方法。
文献[23]分析了多径无线移动通信系统的解调与译码方案。
其中采用了一种新的距离联合技术（Distance-combinationTechnique）的解调方案，这种方案基于传统的MLSEViterbi算法。
而且本文献还提出了一种新型的软译码（Soft-decoding）算法，这种算法综合了从各个分集信道传输而来的信号。
计算机仿真结果表明这种方案在误码性能上有了很大的提高。
另外，还有许多类似的文献，这里不一一列举。
2、有关QAM信号的变型的研究
（1）叠加式QAM（SuperposedQAM或SQAM）
QAM调制信号在码元转换时刻相位跳变，因而带外辐射比连续相位调制信号（如MSK、TFM等）要高。
要改善QAM的频谱特性，应该改善其基带波形以平滑相位变化。
Feher等人从这个角度出发提出SQAM方案[24]。
图3给出了四值SQAM的调制原理框图。
输入数据经过串并转换成为两支路数据流，再分别通过矩形脉冲响应为s（t）的脉冲形成电路，并将Q支路的信号延时半个码元（T/2），然后再进行正交调制就得到已调的SQAM信号，其表达式为：
（3）
这里
。
图3SQAM调制原理框图
SQAM的基带脉冲波形s（t）由一个宽度为2T的升余弦波形与两个宽度为T的升余弦波形叠加而成。
（4）
其中
，
，
式中的A是SQAM的振幅参数，SQAM的振幅波动程度与A的取值有关。
当A=0.7时，最大包络波动为0.7dB；当A=0.1时，最大包络波动为3.0dB。
文献中给出了SQAM的功率谱，说明了SQAM的带外辐射远低于MSK而接近具有良好频谱性能的TFM信号（TamedFrequencyModulation或平滑调频）。
另外，文献中还按上述原理构造了16SQAM信号的调制解调原理框图，并进行了仿真模拟，仿真结果表明16SQAM的性能明显优于标准（方形）16QAM。
（2）可变速率QAM（VariableRateQAM或VR-QAM）
陆地移动通信中无线信号受到多径效应的作用会产生严重的幅度衰落和时延扩展，造成误比特率性能的恶化。
克服幅度衰落的一种措施是增加发射功率，加大幅度余量。
但在蜂窝系统中发射功率是受严格限制的，否则会增加同道干扰，降低系统容量。
另一种方法是降低无线信道中的比特传输速率，使得在判决电路中增加观察时间，提高判决准确程度。
从另一个角度看，为克服时延扩展造成的码间串扰，降低传输速率也会带来好处。
但是，降低了传输速率也就降低了频谱资源的利用率，这在频谱资源日益紧张的移动通信中是不能接受的。
一种较理想的办法是根据移动信道随机变化的情况自适应地改变无线传输速率：
信道条件好时用高速率，信道条件差时，降低传输速率。
这就是可变速率调制的基本思想。
这种调制方法可以在频谱效率和系统误码性能两方面都达到令人满意的程度。
实际上，可变速率调制是一种和基本调制方式相结合的传输控制方法。
其中有两个关键问题需要解决：
一是如何判断信道好坏；二是如何改变比特传输速率。
可以采用不同的判断准则和不同的改变速率方案，发展成不同的可变速率调制方法。
可变速率调制应该工作于双工传输系统中，这样才能获得并利用有关无线信道传输质量的信息。
要成功地进行可变速率调制，就要求信道快衰落变化应该慢于一定数量的码元周期。
如果这个条件不满足，质量控制信息的传输将十分频繁，导致显著增加所要求的系统带宽。
为了避免这个问题，可以采用较高的数据速率，使得在信道发生显著变化之前能发送更多的码元。
移动台速度是另一个在应用可变速率调制时应该考虑的问题。
一般说来，移动台速度越慢，信道衰落也就越慢，为使调制解调器适应信道变化所需要的信令速率也就越慢。
所以，可变速率调制比较适合于步行手机用户或慢速行使的移动台。
SteeleR.和WebbW.T.等人在文献[25]、[26]中提出了可变速率QAM调制（VR-QAM），以增加对衰落信道的适应能力。
VR-QAM调制保持数据传输码元速率不变，即波特率不变，但根据信道条件的好坏，增加或减少每码元的电平值数目，这等效于改变比特传输速率。
从QAM星座图可知，减小电平数相当于增加了信号空间中各信号矢量点之间的最小距离，因而误比特率性能会有所改善。
由于在衰落信道中，星形QAM比传统的方形QAM具有许多优点，所以在VR-QAM中采用星形QAM。
尽管可变速率调制的比特传输速率
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