微弱信号检测装置论文邵红宇.docx

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微弱信号检测装置论文邵红宇

微弱信号检测装置

摘要：

本系统采用MSP430G2553（LaunchPad）作为主控制器，利用双相锁定放大器检测原理实现微弱信号的检测。

系统中，MSP430G2553实现LCD显示控制、已知频率的微弱正弦信号幅度检测、正交参考信号控制等功能；双通道DDS信号发生电路实现正交信号源的产生；MLT04模拟乘法器实现模拟信号相乘；MAX297实现低通滤波；OPA2227构成加法器实现正弦信号和噪声信号相加、以及双相锁定放大器经DC放大之后同相输出信号和正交输出信号的相加；OPA2134实现微弱信号的放大；ADC模块采用MSP430G2553自带的AD实现；键盘实现正交信号源的调节与控制。

通过测试：

系统纯电阻网络衰减系数为121；微弱信号检测电路的输入阻抗Ri远大于1M；输入正弦波信号VS的频率在500Hz~2kHz范围内、幅度峰峰值在20mV~2V范围内时，测量误差小于2%。

因此，从测试结果来看，基本部分达到设计要求，发挥部分实现基本功能。

该系统最明显的优势在于软件非常简单，只需采集微弱正弦信号电压幅度跟频率（频率其实是已知的）。

关键字：

LaunchPad；双相锁定放大器；双通道DDS正交信号源；低通滤波器；LCD显示

一、方案论证与比较

1.微弱信号检测电路

方案一：

基于微弱信号的混沌理论，混沌理论是非线性科学最重要的成就之一,作为非线性科学的重要分支,混沌理论具有丰富的内涵和广博的外延空间。

因此，混沌检测已经受到国内外很多学者的关注。

为此，将混沌理论引入微弱信号的检测，利用混沌系数对小信号极强的敏感性及其对噪声的强免疫力来解决传统检测方法对噪声抑制不彻底的缺陷，通过对特定状态下的Duffing振子施加周期摄动力，即对混沌状态进行微扰，使系统由混沌状态突变到大尺度周期状态，从而根据系统相平面轨迹的变化，实现微弱信号的检测。

该方案理论复杂，硬件要求很高，不太容易实现。

方案二：

采用快速傅里叶变换（FFT）与小波变换相结合的方法，快速傅里叶变换和小波变换相结合的原理是把信号通过正交基把信号从一个域变换到另一个域，傅里叶变换是把信号从时域变换到频域，小波变换是把信号从频域变换到时域，是傅里叶分析深入发展过程中的一个新的里程碑。

该方法利用小波分析中的Mallat算法进行数据的二次抽取，从而可以减少快速傅里叶变换的采样点，减少分析时间，提高信号的检测速度。

此方法简单，容易实现，而且能快速地检测淹没在随机噪声中的低信噪比的微弱信号，可以满足实时检测的目的。

但该方案算法太难，程序写起来复杂，要求有很强的编程能力。

方案三：

采用双相锁定放大器，双相锁定放大器中包含两个锁定放大器。

其中，锁定放大器是以相干检测技术为基础，其核心部分是相关器，基本原理图如图

（1）所示。

锁定放大器主要由信号通道，参考通道和信号处理通道三大部分组成。

信号通道是相关器前的那一部分,包括低噪声前置放大器，各种功能的滤波器等组成作用是把微弱信号放大到足以推动相关器工作的电平；参考通道是将双通道DDS产生的信号（正弦信号或余弦信号）送至乘法器中；相关器是核心部分，其作用是将两路信号（一路正弦信号与噪声的混合混合信号，一路参考信号）相乘后将交流信号变成直流信号。

该方案相对方案一思想上较简单，相对方案二软件上要简单的多。

因此，本系统选择方案三。

2.参考信号产生电路

方案一：

用MAX038芯片来产生所需的正弦信号，MAX038频率高、精度好，因此它被称为高频精密函数信号发生器，能精密地产生三角波、锯齿波、矩形（含方波）、正弦波信号。

频率范围从0.1Hz～20MHz，最高可达40MHz，各种波形的输出幅度均为2V（P－P）。

占空比调节范围宽，占空比和频率均可单独调节，二者互不影响，占空比最大调节范围是15％～85％。

波形失真小，正弦波失真度小于0.75％，占空比调节时非线性度低于2％。

但经过测试该芯片产生的正弦信号不稳定，不能达到题目的要求。

方案二：

采用FPGA来产生所需的正弦信号，FPGA是20世纪80年代中期发展起来的一种类型的可编程器件，将FPGA的高精度数字化正弦调制信号生成的新方法，应用于数字化自然采样中，该方法利用查表和线性插值相结合，实时生成高精度数字化正弦调制信号，该方案可行，但FPGA价格相对较高，且操作起来相对麻烦。

方案三：

用DDS（AD9850）产生相互正交的信号，AD9850是AD公司生产的最高时钟为125MHz、采用先进的CMOS技术的直接频率合成器，主要由可编程DDS系统、高性能模数变换器（DAC）和高速比较器3部分构成，能实现全数字编程控制的频率合成。

该方案相对方案一来说稳定度要高的多，带宽也更宽；相对方案二来说，价格更便宜，实现起来更简单，直接用LaunchPad控制两片DDS同时产生两路相互正交的信号。

因此，本系统选择方案三。

二、理论分析与计算

1.双相锁定放大器

双相锁定放大器是该电路的核心电路，其整体框图如下图1所示：

图1双相锁定放大器框图

已知频率正弦信号的信息包含在振幅和相位中。

用锁定放大器测量正弦信号，它的输出直流电压由下式

（1）决定：

Vo=Vi×Kcos φ

（1）

式中K为锁定放大器的总放大倍数，φ为信号与参考信号之间的相位差。

（1）式表明，锁定放大器的输出为直流，并且正比于输入信号的幅值Vi和与参考信号之间的相位差φ的余弦的乘积成正比。

若锁定放大器有两个完全相同的相关器，分别由两个相互成正交的参考信号与被测信号相乘，则两个相关器的输出电压分别用Vx，Vy来表示。

Vx=KVscos φ

Vy=KVssinφ

（2）

式中Vx，Vy分别是用直角坐标的X轴分量（或称同相分量）与Y轴分（或称正交分量）。

用直角坐标分量到极坐标分量的变换电路（或称矢量/相位变换电路），可以得到极坐标分量，表达式如下：

（3）

式中，VA，φ分别为被测信号的振幅和相位。

2.加法器

本系统的加法运算电路如下图2所示：

图2加法运算电路

图2所示为实现两个输入电压Vs1、Vs2的反相加法电路，该电路属于

输入的电压并联负反馈电路。

由于电路存在虚短与虚断，故有：

由此得出：

若R1=R2=Rf，则上式变为-Vo=Vs1+Vs2。

式中负号为反相输入所致，若再接一级反相电路，可消去负号，实现符合常规的算术加法。

从运放两端直流电阻平衡的要求出发，应取R3=R1//R2//Rf。

3.纯电阻分压网络

纯电阻分压网络非常简单，仅用两个电阻就可完成，其电路图如下图3所示：

图3纯电阻分压网络

经过加法电路后，输出的电压Vc经过电阻分压后输出Vi，通过调节R4/R5的比值来控制纯电阻网络的衰减系数。

三、电路设计

1.硬件电路设计

1.1系统的整体硬件框图及详细硬件框图如下图4及附录1所示。

图4系统的整体框图

本系统先将信号发生器产生的正弦波信号源和MP3产生的噪声经过加法器相加后，再经过一个纯电阻分压网络，将其衰减大约121倍，得到微弱信号，然后再用一片运算放大器将其信号放大，送入双相锁定放大器中与双通道DDS产生的正弦或余弦参考信号进行相乘，再经过低通滤波、DC放大，得到负的直流信号，然后两路信号再分别送入乘法器，得到较准的正信号，再送入加法器相加，最后再接一级射极跟随器和运算放大器将信号放大后送入LaunchPad进行采样，得到所要检测的微弱信号在LCD上显示出来。

1.2双相锁定放大器

本系统的微弱信号检测电路用的是双相锁定放大器，其整体框图和电路图如图5及附录2所示。

其中模拟乘法器选用MLT04。

MLT04是由互补双极性工艺制作而成，它包含有四个高精度四象限乘法单元，正好满足本电路所需的4个模拟乘法器。

低通滤波器采用MAX297集成芯片，MAX297为八阶，低通，椭圆函数滤波器，并且它是程控的，可以通过LaunchPad接芯片的时钟引脚来决定其滤波带宽。

射极跟随器选用TI公司的OPA2227，OPA2227为高精度低噪声运放，其带宽为8MHz，满足题目的要求，信号放大器也选用TI公司的芯片OPA2134，OPA2134为高性能音频运放，增益带宽也为8MHz，极低失真。

图5双相锁定放大器框图

1.3双通道DDS信号源

本系统的参考信号产生电路是由AD9850产生的，其电路连接见附录3所示。

AD9850内含可编程DDS系统和高速比较器，可实现全数字编程控制的频率合成。

由于DDS芯片（AD9850）是单通道的，一次只能产生一路正弦或余弦信号，而本系统的参考信号源要同时产生两路信号，一路正弦信号，一路余弦信号，故要两片DDS芯片同时产生两路信号，即用一片LaunchPad同时控制两片DDS芯片（AD9850）产生两路相互正交的信号。

2.软件设计

本系统的主程序流程图如下图6所示：

ADC中断

图6主程序流程图

四、性能测试与分析

1测试工具与条件

本系统要检测的是微弱信号，故在检测终端要观察它的波形和幅值，主要用到万用表和示波器。

2测试结果与数据

（1）当噪声源输出VN的均方根电压值固定1V时，加法器的输出带宽1.5MHz

Vc，Vi及经过纯电阻分压网络后的衰减系数如下表1所示：

表1：

衰减系数

Vc（V）

1.200

1.400

1.600

1.800

2.000

2.200

2.400

2.600

2.800

3.000

Vi（mV）

9.92

11.57

13.22

14,88

16.53

18.18

19.83

21.49

23.14

24,79

衰减系数

121

121

121

121

121

121

121

121

121

121

（2）微弱信号检测电路的输入阻抗Ri为18M。

（3）当输入正弦波信号VS的频率为1kHz、幅度峰峰值在200mV~2V范围内时，其测试结果如表2所示：

表2测试结果

输入正弦波幅度（V）

0.200

0.400

0.600

0.800

1.000

1.200

1.400

1.600

1.800

2.000

LCD显示的幅度（V）

0.190

0.392

0.596

0.795

0995.

1.197

1.396

1.597

1.798

1.999

误差（%）

5.00

2.00

0.67

0.62

0.50

0.25

0.28

0.19

0.11

0.10

（4）当输入正弦波信号VS的幅度峰峰值在20mV~2V范围内时，检测结果如表3所示：

表3测试结果如下表

输入正弦波幅度（V）

0.020

0.050

0.100

0.200

0.500

1.000

1.200

1.500

1.800

2.000

LCD显示的幅度（V）

0.019

0.049

0.098

0.197

0.495

0.982

1.195

1.496

1.795

1.995

误差（%）

5.00

2.00

2.00

1.50

1.00

0.80

0.42

0.27

0.28

0.25

（5）当信号的频率在500Hz~2kHz范围内，输入正弦波信号VS的幅度峰峰值在20mV~2V范围内时，检测结果如表4、5所示：

表4频率为500Hz时的测试结果

输入正弦波幅度（V）

0.020

0.050

0.100

0.200

0.500

1.000

1.200

1.500

1.800

2.000

LCD显示的幅度（V）

0.019

0.049

0.099

0.198

0.496

1.195

1.196

1.496

1.795

1.996

误差（%）

5.00

2.00

1.00

1.00

0.80

0.50

0.33

0.27

0.28

0.20

表5频率为2KHz时的测试结果

输入正弦波幅度（V）

0.020

0.050

0.100

0.200

0.500

1.000

1.200

1.500

1.800

2.000

LCD显示的幅度（V）

0.019

0.395

0.999

0.199

0.498

0.997

1.197

1.498

1.797

1,998

误差（%）

5.00

1.00

1.00

0.50

0.40

0.30

0.25

0.13

0.17

0.10

3.测试结果分析

通过测试的结果和数据可以得出，当噪声源输出VN的均方根电压值固定1V时，加法器的输出带宽1.5MHz，衰减系数为120跟理论相符，由于系统每级电路之间都加了射极跟随器，故输入阻抗为无穷大；当输入正弦波信号VS的频率为1kHz、幅度峰峰值在200mV~2V范围内时，随着信号幅度的增加，精确度越来越高，且误差都在2%（除了第一个数据）内；当输入正弦波信号VS的幅度峰峰值在20mV~2V范围内时，误差也都在2%（除了第一个数据）内。

总的来说，本系统较好完成了题目的要求，且在完成指标的情况下，进一步的扩大了输入正弦信号幅度的范围，提高了检测精度，使误差都保持在2%内。

五、总结

经过三天两夜的制作，我们最终还是将作品做了出来，通过测试，基本要求部分达到题目要求，发挥部分也都完成。

客观的说，本系统在硬件电路上稍微复杂，为了避免各级电路之间的影响，在各级电路之间都加了一级射极跟随器。

然而本系统也有明显的优点：

软件方面非常简单，双通道DDS产生的两路相互正交的信号非常的稳定。

六、参考文献

[1]

[2]

[3]

附录1:

系统详细硬件框图

射极跟随器

其中，射极跟随器用OPA2227，信号放大用OPA2134，模拟乘法器用MLT04，低通滤波器用MAX297，加法器也用OPA2227。

附录2：

双相锁频放大器整体电路连接图

附录3：

AD9850产生正弦信号模块