射频调制器可靠应用指导.docx
《射频调制器可靠应用指导.docx》由会员分享，可在线阅读，更多相关《射频调制器可靠应用指导.docx（49页珍藏版）》请在冰点文库上搜索。
射频调制器可靠应用指导
射频调制器可靠应用指导
1前言：
5
2调制器概述5
3射频调制器的分类及其主流供应商6
4射频调制器的工作原理及其关键指标8
4.1二极管集成式调制器8
4.1.1二极管集成式调制器的工作原理8
4.1.2二极管集成式调制器的端口特性9
4.2吉尔伯特集成式调制器9
4.2.1吉尔伯特集成式调制器的工作原理9
4.2.2吉尔伯特集成式调制器的端口特性10
4.3调制器的关键射频指标及其影响因素11
4.3.1边带抑制度Rs（SidebandRejection）11
4.3.2相位不平衡度（PhaseUnbalance）与幅度不平衡度（AmplitudeUnbalance）12
4.3.3载波抑制度（CarrierRejection）13
4.3.4谐波抑制度（Harmonicsuppression）13
4.3.5变频损耗（增益）（ConversionLoss（Gain））14
4.3.6P1dB输出功率与IM3抑制度14
5射频调制器的可靠性选择要点15
5.1射频调制器可靠性选择要点15
5.1.1本振电平15
5.1.2边带抑制度15
5.1.3载波抑制度15
5.1.4谐波抑制度15
5.1.5外围电路的复杂性与健壮性16
5.2射频调制器的发展趋势17
6射频调制器的可靠应用设计要点18
6.1二极管集成式调制器的可靠应用设计方法18
6.2吉尔伯特集成式调制器的可靠应用设计要点21
6.2.1本振和射频端口的匹配设计22
6.2.2基带I、Q端口的驱动电路设计25
6.2.3基带I、Q端口与数模芯片间的直接耦合设计26
6.3改善射频调制器输出信噪比的设计考虑31
7射频调制器的可靠应用案例32
7.1调制器EKIN2-960因来料以及单板布线和元件布局不当导致大量失效32
7.2调制器IQBG-2000因为封装结构的热失配导致大量失效34
8附录1：
射频调制器的性能评价方法36
8.1射频调制器指标的测试方法36
8.1.1边带抑制度、载波抑制度、谐波抑制度、变频损耗的测试方法36
8.1.2幅度不平衡度与相位不平衡度的测试方法37
8.2射频调制器物理可靠性的评价方法38
9附录2：
参考资料清单39
射频调制器可靠应用指导
关键词：
调制器、Modulator、可靠应用。
摘要：
本文从我司射频调制器的现状分析出发，分别介绍了业界主流射频调制器的类型及其应用领域，射频调制器的原理、关键射频指标，射频调制器的可靠性测试与评价方法，射频调制器的可靠性选择要点，射频调制器的可靠应用要点，射频调制器典型案例等。
提炼了相关射频调制器的选择要点和应用要点，供我司射频研发人员以及器件认证分析人员参考。
1
前言：
在我司无线产品中，射频调制器因为可以实现基带信号到射频信号的一步到位，在简化电路设计以及节约成本方面受到设计人员的青睐。
目前在我司GSM产品以及NODEB微基站产品中均已采用射频调制器方案，在计划开发的CBTS和NODEB的多载波设计方案中，因为受到数模转换芯片带宽的限制，射频调制器也是方案之一。
但我司在调制器的可靠应用方面还存在诸多不足，缺乏对器件的基本原理和可靠性的深刻理解。
主要表现在，1）在器件选择上无法及时发觉器件本身的固有缺陷，如IQBG-2000的封装热失配问题；2）某些缺陷在电路设计中本来可以避免，但因为对器件理解不深，导致问题持续不断而找不到根治的方案，如EKIN2-960大量生产不良问题；3）对接口电路和外围电路的理解不够深入和灵活，应用电路不够经济和可靠，如STQ-2016的应用电路设计问题等。
我司目前选用的射频调制器仅有以上所提的三种类型：
EKIN2-960、IQBG-2000和STQ-2016，而这三类器件的选择和使用均存在一些问题，因此很有必要对射频调制器从性能指标，测试方法，选型原则，应用设计等角度进行深入的研究分析，为我司选择可靠的和可靠的使用射频调制器提供参考。
2调制器概述
调制就是将所需传递的基带信号“附加”在载波信号上，以便由天线发射出去的过程。
调制后的信号有利于提高天线的发射效率，有利于提高频带利用率。
用连续基带信号使载波的某个参数（幅度、频率、相位）连续变化的调制方式称为模拟调制。
用数字基带信号使载波某个参数发生非连续变化的调制方式称为数字调制。
在第二代以及第三代移动通讯系统中，均采用了数字调制方式。
GSM采用了GMSK的调制技术，CDMAIS-95的上下行、WCDMA的上行、CDMA2000的上行均采用了平衡四相（BQM）扩频调制技术（其中IS-95采用了平衡四相改进型OQPSK），WCDMA的下行、CDMA2000的下行则采用了复四相扩频调制（CQM）技术。
以上所述的数字调制方式有多种实现方法，正交幅度调制（QAM），直接调频或者采用极坐标调制、利用相位选择法或者脉冲插入法加上变频器调制等。
正交幅度调制因为电路设计简单，接口电路通用性强，成本低等优点而受到设计师的青睐。
图1、射频调制器在发射机中的位置
如图1，以GSM信号的调制过程为例，首先将基带来的串行数字信号进行串并转换分为两路，其中一路做1/4周期的延时处理，然后两路经过高斯滤波器，输出两路相位正交的基带信号，以上过程一般在专用芯片内部处理完成，将基带信号输入本振频率为发射频段的模拟调制器就可获得相应的GMSK调制信号，然后经过滤波放大后经天线发射出去。
该模拟调制器即为本文所要讨论的射频调制器。
本质上，射频调制器就是一个抑制边带的模拟调制器，因此评价其性能时主要依据模拟单边带调制器的关键指标进行。
因为我司多采用载波为射频频段的调制器，因此在此统称射频调制器。
射频调制器的原理框图如下所示：
图2、射频调制器的原理框图
大致工作过程见图2，I、Q分别为预处理后的相位正交的基带信号，本振为发射频段的射频载波信号，本振经过90度移相后分为两路，分别与I、Q信号在两个混频器中混频，然后合路输出边带和载波受到抑制的单边带信号。
3射频调制器的分类及其主流供应商
我司现在主要有五种型号的调制器：
EKIN2-960、JSIQ-960、MAMDES0001、IQBG-2000A、STQ-2016，其中EKIN2-960与JSIQ-960互为替代，MAMDES0001与EKIN2-960原理相同仅频段不同。
据调查，业界射频调制器按其实现方式划分，可分为二极管混合集成式和吉尔伯特集成式两种，下表列出了业界主流厂家及其供应的调制器型号与用途，供参考。
类别
厂家
型号
频段MHz
用于
二极管集成式调制器
M/A-COM
EKIN2-960
925～960
GSM900
MAMDES0001
851~869
GT800数字集群
MINI-CIRCUITS
JSIQ-960
925～960
GSM900
IQBG-2000A
1800~2000
DCS1800
吉
尔
伯
特
集
成
式
调
制
器
SIRENZA
STQ-1016
250~1000
CDMA450/800,GSM900
STQ-2016
700~2500
GSM900,DCS1800,WCDMA
CDMA800/1900
STQ-3016
2500~4000
WLAN
RFMD
RF2422
800~2500
GSM900,DCS1800
RF2480
800~2500
WCDMA,GSM900,WLAN
RF2483
700~1000
GSM
1700~2400
WCDMA
MAXIM
MAX2510
100~600
CDMA450,
MAX2150
700～2300
LMDS,BASESTATIONS
ADI
AD8345
250~1000
GSM900,CDMA450/800,CATV
AD8346
800~2500
GSM900,DCS1800,WCDMA
CDMA800/1900
AD8349
700~2700
GSM900,DCS1800,WCDMA
CDMA800/1900
HITTITE
HMC495LP3
250~3800
GSM900,GT800,DCS1800,WCDMA
CDMA450/800/1900
HMC496LP3
4000~7000
WLAN
以上所列几乎囊括了业界所有用于蜂窝通信用的主流射频调制器。
4射频调制器的工作原理及其关键指标
4.1二极管集成式调制器
4.1.1二极管集成式调制器的工作原理
理解调制器的基本原理及其关键指标是选择和使用调制器的前提，为了更好的理解射频调制器的关键指标及其影响因素，以EKIN2-960为例进行介绍：
图3、EKIN2-960的原理图及其内部结构俯视图
如图3所示，该调制器的混频器由二极管管堆构成，移相网络由LC移相器构成。
功率为10dBm的载波信号由LO口输入，经过TF1，TF2组成的传输变压器，将单端信号变为差分信号，分为幅度与相位相同的两路送入如图3所示的两个二极管管堆，并分别与基带端口输入的I、Q信号在两个环形二级管管堆内混频，混频后的I、Q信号（频率在本振频率附近）分别由变压器XFer1、XFer2的次级输出，然后经过3dB定向耦合移相器使混频后的I、Q信号产生相对90度的移相并相加，最后在调制器的RF端输出边带受到抑制的调制信号。
如果基带I、Q信号为相位正交、幅度相同的单音信号，则输出端的频谱特性如下所示：
图4、下边带受到抑制的调制信号
图4中，fc为载波的中心频率，fi为基带单音信号的频率，调制后理想的频谱特性应该仅有fc+fi一个频率分量，但因为非理想因素的存在使载波和边带无法完全抑制，相对被加强信号的功率差值（以功率以dBm为单位时）分别为载波抑制度（CarrierRejection）和边带抑制度（SidebandRejection），除此之外，由于混频管的非线性，输出频谱中还包含有基带信号的二次、三次、四次、五次谐波与载波信号调制的频率分量。
4.1.2二极管集成式调制器的端口特性
以EKIN2-960为例进行说明，其他类型的二极管集成式调制器的端口特性可以以此为参考。
参考图3，EKIN2-960本振端内部为单双变换传输线变压器，其具有1：
4的阻抗变换功能，即在单端得到的阻抗是差分端阻抗的1/4。
在本振信号的作用下，EKIN2-960内部的两个混频二极管管堆处于反复开关状态，在任一时刻，每个混频管堆都有两个串联的二极管导通，因此传输线变压器差分端的阻抗等于两个二极管导通电阻（二极管的直流电阻）和的1/2，为了使本振端口的阻抗接近50欧姆，二极管的导通电阻一般接近200欧姆。
I、Q端口的信号为低频基带信号，端口阻抗等于两个二极管导通电阻（二极管的直流电阻）的并联，约为100欧姆左右。
实际测试EKIN2-960基带端口的直流电阻，结果为70～80欧姆，与理想指标比较接近。
EKIN2-960的射频输出端内部为3dB直接耦合移相器，该耦合器是根据端口阻抗为50欧姆时设计的电容和变压器元件，因此射频输出端口的特征阻抗为50欧姆。
根据以上EKIN2-960的端口特性，在本振与射频端口按照50欧姆进行匹配设计。
基带端口的信号功率则根据基带信号的幅度，考虑信号源内阻与作为负载的调制器基带端口的阻抗，计算基带输入功率的值。
4.2吉尔伯特集成式调制器
4.2.1吉尔伯特集成式调制器的工作原理
4.1节以二极管集成式调制器的基本原理出发对调制器的关键指标做了全面介绍，下面简要介绍吉尔伯特集成式调制器的基本原理。
图5、吉尔伯特集成式调制器AD8346的内部原理框图
参见图5，该调制器为AD8346的内部原理框图，一般吉尔伯特集成式调制器的结构均与该器件类似。
吉尔伯特集成式调制器主要由本振功分移相器、两个吉尔伯特混频器以及输出功率合成放大器三部分构成。
LOIN与LOIP为AD8346的本振差分输入端，内接两级放大与移相网路，目的是提高射频移相器的相位正交性与幅度平衡性。
本振信号经移相放大后为后级的吉尔伯特混频器提供本振驱动。
IBBP、IBBN与QBBP、QBBN分别为两正交基带信号的差分输入端，经放大器送入吉尔伯特混频器。
I和Q信号分别与本振信号在混频器中混频后直接叠加，然后经射频放大器放大后输出所需的调制信号。
4.2.2吉尔伯特集成式调制器的端口特性
吉尔伯特集成式调制器的本振端一般为差分形式，因为差分输入有利于提高本振信号的抑制度，究其原因是因为本振信号要经过差动放大器，差分输入形式可以使共模本振信号降到最低，从而提高调制器的载波抑制度。
调查显示，为了提高调制器射频移相的准确度，一般调制器本振的射频移相部分含有多级RC移相器与差动放大器构成的移相放大网络，有些调制器射频移相器的第一级为RC移相器，有些调制器射频移相器的第一级为差动放大器。
在器件设计时，理论上要使本振端口的差分输入阻抗接近50欧姆的标准阻抗。
本振输入端放大器的偏置由调制器的电源提供，当本振端内部没有集成隔直电容时，本振输入端需要外加隔直电容。
I、Q基带信号输入端内部为差动放大器的输入级，输入阻抗一般为千欧姆，因为考虑到基带信号含有较多的低频分量，基带端口应用时一般需要非隔直连接，因此差动放大器输入端的直流偏置需要通过外部电路提供。
混频后的I、Q信号叠加经差动放大器输出，当差动放大器为双端输出时，射频端口的输出结构为差分形式。
有些调制器在双端输出级后增加一级单双变换与匹配级，则射频输出为单端形式。
无论单端还是差分形式，其输出阻抗一般接近50欧姆。
射频输出级的放大器的直流偏置由调制器的电源提供，当射频输出端不含有隔直电容时，需要外加隔直电容。
4.3调制器的关键射频指标及其影响因素
4.3.1边带抑制度Rs（SidebandRejection）
图6、EKIN2-960原理框图及其各点的时域信号
为了方便论述，仍以EKIN2-960为例介绍边带抑制度指标及其影响因素。
图6为图3的简化示意图，各个位置的时域信号如图中所示。
在评估射频调制器的边带抑制度与载波抑制度时，需要在I、Q端输入相位正交、幅度相同的单音信号。
为了计算方便，不失一般性，认为Q信号的幅度为单位1，理想的I信号应为
，考虑到实际状况，假定I信号的幅度为Q信号的A倍，相位比理想的Q信号超前φ；也可认为输入的基带I、Q信号是完全正交并且幅度相同，本振LO经过分路器之后产生了A倍的幅度不平衡度与φ的相位不平衡度；又或者本振分路也是完全平衡的，只是混频后的移相过程中产生了相位与幅度的偏差；又或者以上三种因素都对相位不平衡度和幅度不平衡度产生了或正面或负面的影响，但最终的输出的时域信号完全可以用上图中的Vout表示。
和
分别为调制后的两个边带，这两个边带在频谱仪上分别为被加强和被抑制的两个边带信号。
定义被加强和被抑制信号的功率之比为边带抑制度Rs，边带抑制度的绝对值越大，器件性能越优良：
…………【1】
若A＝1,φ=0，Vout=
，Rs=-∞，Vout为理想的单边带信号，边带得到完全抑制。
射频调制器的边带抑制度与正交信号（包括基带I、Q信号与本振分路后的正交的信号）的相位不平衡度与幅度不平衡度密切相关。
因为本振信号的频率较高，因此本振信号的功分移相电路设计是射频调制器设计的关键点之一，在混合集成电路里，如EKIN2-960，JSIQ-960，IQBG-2000等器件，一般采用LC移相网络，在吉尔伯特集成式调制器中，一般采用RC移相网络。
相比较因为RC网络的Q值较低，其带宽相对LC网络较宽，无论是LC还是RC功分移相网络，其正交移相的范围均会受到限制，综合业界主流供应商的情况，吉尔伯特集成式调制器一般将载波频率分为如下几个频段：
250～1000MHz，700～2500MHz，2500～4000MHz。
而二极管集成式调制器的工作频段更窄，一般不到200MHz。
4.3.2相位不平衡度（PhaseUnbalance）与幅度不平衡度（AmplitudeUnbalance）
I、Q信号的正交性偏离90度的程度称为相位不平衡度；I、Q信号之间幅度的差异称为幅度不平衡度。
由4.1.1的分析可知，相位与幅度的平衡度会影响调制器的边带抑制度。
可以根据4.1.1中的载波抑制度与幅度和相位不平衡度的关系式【1】得到以下曲线：
图7、相位不平衡度、幅度不平衡度与边带抑制度的关系
由图7可见，边带抑制度的绝对值越大时，对相位不平衡度和幅度不平衡度越敏感，在移动通信频段，边带抑制度做到-40dBc（典型值）是目前业界的基本水平。
4.3.3载波抑制度（CarrierRejection）
调制器的载波抑制度与下图混频器的载波抑制度本质上相同，下面以单平衡混频器的载波抑制度为例进行分析。
图8、单平衡混频器原理图
如上图所示，本振信号经过传输线变压器之后变为差分信号作用在两串联结构的二极管之上，由二极管混频器的原理可知，本振信号使二极管工作在开关状态，当二极管处于导通态时，流经二极管的电流由二极管的导通电阻决定，当上图所示二极管完全对称时，两二极管的导通电阻相同，则由传输线变压器的基本原理可知，图中VC’所示位置的本振信号为零，从而使本振在射频RF以及中频IF口没有能量输出，如果两个二极管的特性不完全相同，如导通电压、理想因子等参数存在差异，则两个二极管的导通电阻也不同，本振电平的零点位置不在VC’，VC’处有一定的本振功率输出，从而使本振抑制度恶化。
除了在设计时选择尽可能对称的二极管管堆之外，可以在中频端增加直流偏压，使两二极管的导通电阻达到一致，如图7所示，如果上面二极管的导通电压小于下面的二极管，则在中频端口增加正的直流偏压（该偏压一般为mV级），则使下面二极管的导通的外加电压变小，达到与上面二极管导通时所需的外加电压相同，此时在本振信号的作用下，两二极管的导通电阻也相同，从而使本振信号在中频与射频端口得到最大抑制。
类似的，调制器内部的混频管也存在差异，可以通过在基带输入端口增加直流偏压的形式使载波获得最大抑制。
4.3.4谐波抑制度（Harmonicsuppression）
在调制器内混频器的非线性作用下，调制器的输出频谱中会包含一些谐波分量，具体频谱特性如下图所示：
图9、基带为单音信号时某调制器的输出频谱图
图9为某上边带受到抑制的调制器的输出频谱图，可见除了受到抑制的上边带信号分量外，二次谐波、三次谐波以及五次谐波分量也比较明显。
理论上调制器内部的平衡式混频器对偶次谐波分量具有抑制作用，所以一般器件厂商会给出调制器在典型工作状态时的三次与五次谐波抑制度。
但实际上有些调制器的二次谐波分量往往较高，如MINI-CIRCUITS的JSIQ-960的二次谐波分量就比同一编码下的M/A-COM的EKIN2-960高10dB以上（这是因为两个厂家所选二极管的I-V特性不同所致），因此在器件认证选型时不仅要关注三次与五次谐波抑制度，二次以及四次谐波的抑制度也应该予以关注。
4.3.5变频损耗（增益）（ConversionLoss（Gain））
射频调制器的变频损耗（增益）定义为输入调制器的I、Q信号的功率之和与输出被加强边带的射频信号功率之差，以dB为单位，用公式表示如下：
C．L．＝Input（I+Q）Power-OutputRFPowerofthedominantsideband…………【2】
二极管集成式调制器的变频损耗与二极管平衡式混频器相当，一般为6.5～10dB。
4.3.6P1dB输出功率与IM3抑制度
在小信号情况下，射频调制器的输入信号功率与输出信号功率呈线性关系，当输入功率较大时，输出信号的功率值会偏离该线性，当输出信号的功率小于理论上的线性输出功率1dB时，称此时的输出功率为P1dB输出功率。
P1dB输出功率用于衡量调制器的最大线性输出范围。
对调制器的基带端口输入特定功率且频率间隔较近的两个单音信号f1、f2时，由于调制器的非线性，在输出端的已调信号附近会产生该双音信号的三阶互调分量fc+2f1-f2、fc+2f2-f1（fc为载波频率），该三阶交调分量与fc+f1或fc+f2的输出功率之比称为三阶互调抑制度（IM3Suppression）。
三阶互调抑制度是用于衡量调制器线性度的重要指标，IM3的绝对值越大，则调制信号的邻道抑制度越大。
当射频调制器用于调制CDMA信号时，考虑到CDMA信号具有一定的峰均比，而测试时一般得到的是均值功率，该均指功率加上峰均比应该小于调制器的P1dB。
5射频调制器的可靠性选择要点
上文将射频调制器的基本原理，关键指标做了介绍，下面将这些关键指标进行量化或者举例说明，为实际选择射频调制器提供依据。
5.1射频调制器可靠性选择要点
评价射频调制器优劣可以通过考察射频调制器的本振电平，边带、载波、谐波抑制度以及外围电路的复杂性与健壮性进行衡量。
5.1.1本振电平
二极管集成式调制器的本振电平较高，通常为10dBm左右，以保证内部的混频二极管可以可靠的导通与截止。
吉尔伯特集成式调制器的本振电路内部含有放大电路，因此本振电平一般低于0dBm。
5.1.2边带抑制度
综合业界主流供应商的情况，在250～1000MHz频段，一般射频调制器的边带抑制度可做到40dBc，最小为34dBc。
在700～2500MHz，一般射频调制器的边带抑制度亦可做到40dBc，最小为30dBc。
选择要点1：
在2.5GHz以下频段，射频调制器应选择边带抑制度大于30dBc的器件。
5.1.3载波抑制度
综合业界主流供应商的情况，在2.5GHz以下频段，一般射频调制器的载波抑制度可以做到30dBc以上。
选择要点2：
在2.5GHz以下频段，射频调制器应选择载波抑制度大于30dBc的器件。
5.1.4谐波抑制度
综合业界主流供应商的情况，在2.5GHz以下频段，射频调制器的二次，三次，四次、五次谐波的抑制度一般最小在40dBc以上。
选择要点3：
在2.5GHz以下频段，射频调制器应选择谐波抑制度大于40dBc的器件。
5.1.5外围电路的复杂性与健壮性
外围电路的复杂性主要从器件是否采用电源，是否需要专门的匹配设计（射频端口非标准50欧姆时），外围元件数量及其所占用PCB面积等角度进行分析。
健壮性（Robust），一般指一个控制系统中的参数发生摄动时系统能否保持正常工作的一种特性或属性，在这里引用该名词表示调制器的指标忍受外围元件指标变化的能力，调制器指标对外围某元件指标变化越敏感，说明其健壮性越差。
1、二极管集成式调制器
二极管集成式调制器为无源器件，一般射频端口为50欧姆标准阻抗，毋需额外进行匹配设计，因此外围电路较为简单，但因为该类型调制器本身体积较大，一般并不节省单板空间。
典型应用电路如下图所示：
图10、调制器EKIN2-960应用原理图
图10为二极管集成式调制器EKIN2-960的典型应用电路，为了达到更好的匹配效果，在LO与RF短口增加了一个3dB的匹配网络，I、Q端的220nH电感，18pF电容，51.1欧姆的电阻构成双工滤波器，几百KHz的基带I、Q信号可以无衰减的通过220nH的电感线圈进入调制器，从调制器的MOD1，MOD2端泄漏的射频信号则会受到220nH电感的抑制，从18pF和51.1欧姆构成的接地通路泄放。
虽然图10所示外部
升级会员 