南京航空航天大学光伏并网发电模拟装置崔益军.docx

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南京航空航天大学光伏并网发电模拟装置崔益军

C2000参赛项目报告（命题组）

题目：

基于TMS320F2812的光伏发电逆变系统

学校：

南京航空航天大学

指导教师：

王成华（教授）洪峰（讲师）

参赛队成员名单（含个人教育简历）：

崔益军、本科生、南京航空航天大学

胡超、本科生、南京航空航天大学

丁娇、本科生、南京航空航天大学

基于TMS320F2812的光伏发电逆变系统

崔益军    胡超   丁娇

（南京航空航天大学信息科学与技术学院 邮编210000）

摘要：

整个光伏发电逆变系统确定采用全桥作为逆变器的拓扑结构；给出基于双闭环控制的系统传递函数，通过比较选择单极性混合正弦脉宽调制作为逆变器的调制方式；并在SABER软件下验证了整体设计方案的可行性。

整个系统的硬件部分包括主电路、驱动电路、采样调理电路和保护电路，以及数字控制系统的硬件电路。

基于TMS320F2812平台的逆变器软件设计则包括双闭环控制策略的数字PI实现以及SPWM的数字生成和ADC的软件校正等。

最后的作品测试结果表明，逆变器的输出功率、系统效率、波形THD、负载调整率等各项指标均满足要求，系统具有优异的稳态性能和动态性能。

关键词：

逆变器，DSP，闭环控制策略，SPWM

PhotovoltaicInverterSystembasedonTMS320F2812

Cuiyijun，Huchao，Kangchuanhua

（CollegeofInformationScienceandTechnology,NanjingUniversityofAeronauticsandAstronautics）

Abstract：

ThePhotovoltaicInverterSystemisdevelopedwithfull-bridgetopology.Itisprovedtobewithgoodsteady-statecharacteristicsanddynamicperformancebyanalyzingthetransmissionfunctionofthedual-loopcontrolstrategy.ThehybridSPWMmodulationischosenbycomparingseveralclassicmodulationmethods.ThesystemsolutionisverifiedtobepracticablethroughtheSabersimulation.Thewholesystemconsistsofhardwaredesignssuchasmaincircuits,drivercircuits,sampleandsignalconditioningcircuits,protectingcircuitsandthesoftwaredesignssuchastherealizationofPIcontrolstrategyandtherectificationoftheADCprecisioninTMS320F2812.Finally,theexperimentsonthesystemindicatethatalltheperformanceincludingtheoutputpower,theefficiency,theTHDofoutputwaveformandloadregulationoftheexperimentalprototypeprovestobequalified,ThePVinvertersystemhasexcellentsteady-statecharacteristicsanddynamicperformance.

    Keywords：

inverter,DSP,closed-loopcontrolstrategy,SPWM

1引言

该设计装置模拟光伏并网发电，主要由主电路、控制电路、采样调理电路、驱动保护电路、辅助电源等部分组成。

逆变器控制采用混合脉宽调制（HPWM）方式，很好地降低了开关损耗。

系统的数字处理模块采用了具有高处理速度、低功耗的芯片TMS320F2812。

采用PI控制策略进行逆变系统的控制，参数设置简单，易整定。

系统能够实现最大功率点的跟踪，具有欠压保护、过流保护以及相位跟踪等功能，并在过流、欠压故障排除后能自动恢复正常状态。

图2.1并网发电模拟装置框图

2系统指标

并网发电模拟装置框图如图2.1所示

1）基本要求

（1）具有最大功率点跟踪（MPPT）功能：

RS和RL在给定范围内变化时，使

，相对偏差的绝对值不大于1%。

（2）具有频率跟踪功能：

当fREF在给定范围内变化时，使uF的频率fF=fREF，相对偏差绝对值不大于1%。

（3）当RS=RL=30Ω时，DC-AC变换器的效率

≥60%。

（4）当RS=RL=30Ω时，输出电压uo的失真度THD≤5%。

（5）具有输入欠压保护功能，动作电压Ud（th）=（25±0.5）V。

（6）具有输出过流保护功能，动作电流Io（th）=（1.5±0.2）A。

2）发挥部分

（1）提高DC-AC变换器的效率，使

≥80%（RS=RL=30Ω时）。

（2）降低输出电压失真度，使THD≤1%（RS=RL=30Ω时）。

（3）实现相位跟踪功能：

当fREF在给定范围内变化以及加非阻性负载时，均能保证uF与uREF同相，相位偏差的绝对值≤5°。

（4）过流、欠压故障排除后，装置能自动恢复为正常状态。

（5）其他。

3系统方案

3.1总体介绍

针对系统指标要求，本项目设计组成见图3.1所示。

逆变器部分包括DSP主控制单元、信号采样调理电路、逆变器主电路、低通滤波器、驱动保护电路等。

逆变器部分的主要功能为：

在功率电路方面，前一级直流电压输入经过桥式逆变器成为高频矩形脉冲形式的交流电压，再经过后一级的低通滤波器，成为光滑的50Hz正弦交流电输出。

在控制电路方面，采样电路采样输出电压、电流信号，并通过调理电路，将采样信号调理至数字控制部分的电平幅值范围内。

如系统出现过载或过流的情况，则产生保护信号，关闭四路开关管的驱动输出。

数字控制部分主要负责运算处理环节，运用合适的算法实现闭环控制策略，产生相应的控制信号经过驱动电路，控制全桥电路的开关管，从而实现整个逆变器的闭环控制，使输出满足系统设计的性能要求。

图3.1系统总结构图

3.2逆变器拓补结构选择

逆变器常用拓扑结构主要包括如下几类：

1）单相半桥逆变器

这种逆变器所用的功率管数目少，主电路结构简单，广泛应用于单相和三相逆变器中，但是也存在如下缺点：

⏹直流电压利用率低；

⏹输出谐波含量大；

⏹必须设置死区时间，输出电压波形发生畸变；

⏹续流二级管为功率开关管的体二级管，性能较差，很难得到优化设计。

2）全桥逆变器

全桥式逆变器需要用四个功率开关管，其特点包括：

⏹功率开关管的电压应力为Ud，适合用于高压输入场合；

⏹输出为两态+1，－1或者三态+1，0，-1，可分别实现双极性和单极性调制；

⏹必须设置死区时间，输出电压波形会发生畸变。

半桥电路结构简单，但它需要外接正负直流母线电压，其幅值超过输出电压最大值的两倍，器件电压应力大，直流电压利用率低；桥臂只能输出+1和-1两态电平，工作于双极性调制方式，桥臂输出波形谐波含量大，需要高的开关频率和大的滤波器。

以上几点也是半桥型逆变器的缺点。

全桥电路结构相对复杂，但控制灵活，且输出电压是半桥电路的两倍，开关管所承受的电压、电流应力均相对较低，且控制方式灵活，尽管所用的功率管的数量较多，但容易进行多种组合实现软开关技术，因而在各种场合尤其较高功率输出的情况得到十分广泛的应用。

此外全桥逆变电路由于桥臂输出电压存在零电压的续流状态，可实现倍频，在较低的开关频率下，可以获得更好的谐波控制。

3.3逆变系统主控制器选择

随着逆变器要求的不断提高，传统的模拟控制型正弦波逆变器由于其固有的缺点已渐渐不能满足要求；同时，随着各种高性能微处理器的出现，逆变器的全数字控制已成为现实。

为了能够实现复杂的控制策略，提高系统抗干扰能力及可靠性，使产品具有优良的一致性，方便产品后续升级，逆变器采用全数字的控制方式。

为了克服数字控制方式存在的缺点，在数字控制处理器的选择时充分考虑处理器运算处理能力、处理器字长、A/D采样精度以及采样速度、通信接口等诸多因素。

综合以上各方面因素后，逆变器数字控制的主控制器选用TI公司的数字信号处理器TMS320F2812。

TMS320F2812是TI公司推出的32位定点数字信号处理器，处理速度可达150MIPS。

该处理器还集成了128KB的Flash存储器和128位的密码保护机制，大大改善了应用的灵活性。

片上集成了两个强大的事件管理器（EV）模块，用于产生电机控制及逆变器控制所需要的PWM信号，并内含死区发生器和保护逻辑；同时处理器片上还集成了16通道高性能12位ADC单元，最高采样率达12.5MPSP，提供了两个采样保持电路，可以实现双通道信号同步采样。

同时具有丰富的通信接口，完全符合逆变器数字控制的各方面要求。

TMS320F2812主要有以下特点：

⏹采用高性能的静态CMOS技术，低功耗设计，Flash编程电压为3.3V；

⏹支持JTAG边界扫描接口；

⏹高性能的32位CPU，16*16位和32*32位的乘法累加操作；16*16位的双乘法累加器，哈佛总线结构，统一寻址模式和高效的代码转换功能（支持C/C++和汇编）；

⏹128K*16位的Flash存储器和最多达13K*16位的片上SRAM；

⏹三个外部中断口，外设中断扩展模块支持45个外设中断，三个CPU定时器；

⏹128位保护密码，可以防止系统固件被盗取；

⏹12位2*8通道ADC模块，最快转换周期60ns；

⏹高达56个可配置I/O引脚；

⏹两个强大的事件管理器（EVA、EVB）；

⏹丰富的串行外围设备，包括SPI，SCI，eCAN，McBSP等。

3.4逆变器控制策略的选择

PID控制以参数简单、易整定等特点得到广泛的工程应用。

基于成本和性能两方面综合考虑，本课题采用了PID控制策略进行逆变系统的控制。

逆变器采用PID控制时，如果只是采样输出电压瞬时值反馈，其动态性能和带非线性负载时的性能均无法令人满意；如果将流经输出滤波电感或输出滤波电容的电流瞬时值引入反馈中，其性能将得到较大的改进。

数字PI控制策略框图如图3.2所示，系统的传递函数如图3.3所示。

外环采用输出电压瞬时值uof直接反馈，与数字控制器程序内的正弦表参考电压uref比较，电压调节器采用比例积分（PI）调节，内环采用输出电感电流if的反馈信号与电压调节器的输出ig进行比较，采用比例（P）调节。

通过该双闭环控制策略产生的SPWM信号驱动逆变器的全桥电路，经输出滤波器得到正弦交流电输出。

图32数字PI系统控制策略框图

图3.3数字PI系统传递函数框图

图3.3中R为电阻值；C为电容值；L为电感值；Ku、Ti分别为电压环PI调节的比例系数和积分系数；Ki为电流环的比例系数；K为SPWM控制的比例系数；Kif为电感电流ilf的反馈系数，Kuf为输出电压uo的反馈系数，uref为正弦参考电压。

外特性是衡量逆变器性能的一个重要指标，逆变器的外特性越硬，其输出电压受负载的影响越小，即逆变器从空载到满载过程中输出电压的变化量越小。

面对双环系统的外特性进行具体分析。

根据图3.3的传递函数框图可得纯阻性负载时系统的开环传递函数为：

（3.1）

空载时系统的闭环传递函数为：

（3.2）

纯阻性负载时系统的闭环传递函数为：

（3.3）

根据劳斯稳定判据，要保证该闭环控制系统稳定，必须满足：

（3.4）

同理可得，空载时要保证系统稳定，必须满足：

（3.5）

由空载的闭环传递函数知，系统空载时的传递函数为：

（3.6）

同理，系统纯阻性负载时的传递函数为：

（3.7）

该系统的静差为：

（3.8）

其中：

（3.9）

根据以上分析，可以得出在相同的负载条件下，电流调节器比例系数ki和电压反馈系数kuf越大、电压调节器积分常数Ti和电流反馈系数kif越小，静差越小，系统外特性越硬。

3.5HPWM技术

逆变器采用SPWM方式，可以有效地抑制谐波，在频率、效率各方面都有明显的优点，使逆变电路的性能与可靠性有明显的提高。

SPWM调制的工作原理是采用正弦控制信号m与高频三角波载波c相交截，产生正弦脉宽调制信号，再经过逻辑变换、功率放大等，得到功率管的驱动信号，控制功率管的开通与关断，从而在逆变器的输出端得到正弦调制输出。

由于三角载波的频率通常较高，理论上其输出电压波形的谐波频率主要集中在较高的频段上，所以经过一级低通滤波器就可以得到较为理想的正弦波输出电压。

这也是正弦脉宽调制技术得到广泛应用的原因之一。

根据每发生一次开关时输出电压的脉冲极性变化情况，正弦脉宽调制可以分为双极性调制（BipolarPWM）方式和单极性调制（UnipolarPWM）方式。

（1）双极性调制方式

双极性调制时，逆变全桥电路的对角功率管（S1/S4，S2/S3）同时开通和关断，两组互补导通，所有功率管均为高频开关。

如图3.4所示，每发生一次开关，逆变桥的输出电压UAB为正输入电压或负输入电压，从而在输出电压的半个周期内，UAB在+Ud和-Ud电平之间切换，即+1/-1（或-1/+1）切换方式，整个输出电压周期内得到两态的输出电压波形。

图3.4双极性SPWM生成机制

图3.5单极性SPWM生成机制

（2）单极性调制方式

传统的单极性调制方式原理如图3.5所示，逆变桥的两个桥臂分别通过三角载波c与正负正弦调制信号（m、-m）相交截分开调制，当对角功率管开通时（S1/S4或S2/S3），逆变桥输出UAB为+Ud或-Ud；当桥臂上部两只功率管（S1、S2）或下部两只功率管开通时，逆变桥的输出UAB为零。

这样，每发生一次开关，输出电压UAB在0与+Ud或0与-Ud之间变化，从而在输出电压的半个周期内，UAB为+Ud和0或-Ud和0，即+1/0（0/+1）或-1/0（0/-1）切换方式，整个输出电压周期内所得到三态的输出电压波形。

在传统的单极性调制方式中，所有的功率管仍为高频开关。

与双极性调制相比，其开关频率在“实效上”增加一倍，同时，每次开关输出电压的变化从前者的2Ud降低到Ud，其输出电压波形的谐波频谱会有所改善。

分析上述的两种调制方式可知，在这两种调制方式下，逆变器的功率管均以较高的开关频率工作，尽管得到了较理想的输出正弦电压波形，但其代价是产生了较大的开关损耗。

开关频率越高，波形越理想，但损耗越大，二者相互矛盾。

因此，设想一种能将两者很好结合的调制方案，既得到高质量的较为理想的正弦输出波形，又不增加开关的损耗。

混合单极性SPWM调制技术（HybirdPWM,HPWM）即可以满足该要求。

就其实质来说，HPWM仍属于单极性调制方式，逆变桥输出端得到的是三态输出电压波形，但由于工作时总是一个桥臂的两只功率管工作在高频，而另一个桥臂的两只功率管工作在低频，因而称其为混合PWM方式。

两只功率管以较高的开关频率互补开关，保证可以得到理想的正弦输出电压波形；另外两只功率管以较低的输出电压基波频率工作，很大程度的减小了开关损耗。

本设计的逆变器选用HPWM调制方式，不同的是：

并不是固定其中一个桥臂始终为低频（输出基频），另一个桥臂始终为高频（载波频率），而是每半个输出电压周期切换工作，即同一个桥臂在前半个周期工作在低频，而下个半周则工作在高频，这样可以使两个桥臂的功率管工作状态均衡，可使全桥的四个功率管使用寿命均衡，有利于增加系统的可靠性。

HPWM方式的工作过程为：

在输出电压的正半周，S2/S4桥臂低频互补，S4常通，S2关断；S1/S3桥臂高频脉宽调制，互补开关。

而在输出电压的负半周内，两桥臂的工作状态互换，即S1/S3桥臂低频互补，S3常通，S1关断，S2/S4桥臂高频脉宽调制，互补开关。

对于每个桥臂而言，每半个输出电压的周期切换一次，交替处于高低频工作状态，两桥臂工作状态均衡，且对于输出电压的正负半周对称。

逆变桥的两个桥臂分别通过三角载波c与关于零电平对称的正弦调制信号（m、-m）相交截分开调制。

四只功率管的驱动信号及逆变桥输出如图3.6所示。

图3.6HPWM生成机制

4硬件电路设计

4.1采样调理电路设计

为了实现闭环控制，必须对系统各部分运行参数进行全面的检测，对各种信号进行及时的采样。

光伏发电系统逆变器的运行信号包括逆变器输出电压有效值、输出电压频率、输出电感电流以及直流母线输入电压等。

采样、调理电路必须对这些信号进行有效的预处理，使之符合数字控制部分的输入幅值要求，以方便数字控制部分根据相应的反馈信号，采用合适的算法实现有效的闭环控制。

1）电压、电流信号采样

⏹电压信号采样：

对电压量的采样选用电压传感器LV28-P，它的原边与副边是绝缘的，额定测量电压为500V，原边额定电流为10mA，原、副边转换率为2500：

1000，具有出色的精度和线性度、抗外界干扰能力强、温漂低、共模抑制比强、反应时间快、频带宽等特点，非常适用于逆变电源系统。

电压采样电路如图4.1所示。

⏹电流信号采样：

对电流量的采样选用霍尔电流传感器HNC-100LA。

它是应用霍尔效应原理的新一代电流传感器，能在电隔离条件下测量直流、交流、脉冲以及各种不规则波形的电流。

它的额定测量电流达100A，原副边匝数比为1：

2000。

具有高精度、高线性度、低温漂、抗干扰能力强等优点，广泛的应用于逆变器系统中。

电流采样电路如图4.2所示。

2）电压、电流信号调理

逆变器的数字控制部分选用TI公司的数字信号处理器TMS320F2812，该处理器内部集成的A/D转换器允许输入电压范围是0～3V，因此必须要先对采样信号进行调理才能输入到处理器的A/D采样单元。

图4.1LV28-P的电压采样电路

图4.2HNC-100LA的电流采样电路

⏹电压、电流信号调理：

电压信号调理电路如图4.3所示。

输出电压经过电压LEM采样后，输出幅值范围为-15V~+15V，经第一级运放，信号幅值范围缩小10倍，变为-1.5V~+1.5V。

再经第二级运放的加法运算，使信号整体抬升1.5V，幅值范围变为0~3V，进入TMS320F2812的A/D采样引脚。

输入电压的调理电路以及输出电感电流的调理电路与之类似。

⏹输出电压频率捕获：

根据指标要求，输出交流电压信号必须为标准的50Hz正弦信号，因此需要采样输出电压的频率，以便有效地监控输出电压频率。

频率捕获电路如图4.4所示。

前一级运放对采样信号进行衰减，衰减后的信号通过后一级的过零比较器，得到相应的频率捕获信号，并将信号送入TMS320F2812的捕获引脚。

图4.3信号调理电路

图4.4输出电压频率捕获电路

4.2驱动保护电路设计

1）驱动电路

驱动电路的作用是将控制电路输出的PWM脉冲放大到足以驱动功率管，所以单从原理上来说，驱动电路主要起开关功率放大作用，即脉冲放大器。

同时驱动电路还用来解决控制电路与主电路之间的隔离。

一般采用光电耦合器来实现隔离。

本文采用光耦芯片HCPL3120A进行隔离，它除具有电气隔离的功能外，内部还带有图腾柱驱动电路，最小峰值驱动电流达2A，能够直接实现隔离驱动。

驱动电路原理图如图4.5所示。

由于稳压二极管1N4733（D11）及电容（C38、C39）的稳压作用，DRIVER11-的电平始终保持为+5V，当光耦的输入端DRIVER1为高电平时，DRIVER11电平值约为20V，此时加到开关管的电压为20V-5V=15V，可以使IGBT有效的开通，当光耦的输入端DRIVER1为低电平时，DRIVER11为0V，此时加到开关管的电压为0-5V=-5V，为开关管提供负电压，使之有效关断。

全桥逆变器的四个IGBT均采用如下图所示的驱动电路，实现相互隔离的四路IGBT驱动信号输出。

图4.5驱动电路

2）硬件保护电路

硬件保护电路是交直流电源的重要组成部分，本逆变器系统主要由输入过压保护、输出过流保护组成。

其基本原理类似，都是通过上述的采样电路采样相应的信号量，在进行幅值上的衰减后与设定的阈值比较，超过此电压阈值就保护。

具体电路如图4.6及图4.7所示，前一级对信号进行衰减，然后通过二极管峰值检波电路，取得信号的峰值，与相应的阈值比较，产生保护信号。

为了使系统安全运行，产生保护信号后，应立即锁存该信号，同时关断全桥逆变器的四个IGBT管，保护信号锁存电路如图4.8所示。

产生最终保护锁存信号，通过逻辑门，关闭上述驱动电路的驱动信号，从而使全桥逆变器的四个IGBT有效关断。

图4.6输出电流保护电路

图4.7输入电压保护电路

图4.8保护信号锁存电路

4.3数字控制部分硬件电路设计

数字控制部分是逆变器的核心，是实现逆变器控制策略的关键装置。

为了实现上述章节对太阳能光伏发电逆变控制策略的复杂算法，我们采用最高运行速度达150MIPS的具有强大运算能力的数字信号处理器TMS320F2812作为主控制芯片，设计了一套基于数字控制技术的太阳能光伏发电逆变控制器。

其工作原理可概括为：

采样输出电压量，电感电流量，根据该采样值进行双闭环控制的PID策略，计算并输出四路SPWM信号，通过驱动电路驱动IGBT的开通与关断，实现逆变控制功能。

同时系统还具备与数据通信功能。

以下将详细介绍数字控制部分的硬件电路设计。

本课题的逆变器控制器的数字部分框图如图4.9所示。

系统包括了电源电路、JTAG调试接口电路、时钟电路、复位电路、A/D采样前端电路、PWM输出电路、SCI通信接口电路、SPI通信接口电路、SRAM电路等。

以下将详细介绍各部分硬件电路的设计。

图4.9逆变器控制器的数字部分框图

1）时钟及电源电路

为了给TMS320F2812提供精确而且稳定的时钟，减少由于外界环境的影响而造成的晶振不稳定，本设计采用30M有源晶振作为外部时钟。

外部时钟经过TMS320F2812内部振荡电路产生谐振后经过PLL锁相环的倍频和分频后为处理器内核和所有片上外设提供运行时钟。

TMS320F2812总共需要三种类型的电源，分别为：

+3.3V，+3.3VA，+1.8V（1.8V只能使主频达到135M，当主频达150M时，需要1.9V）及两种类型的地：

AGND，DGND。

TI公司的电源管理芯片TPS70351为TI公司的DSP提供完整的单芯片电源管理，能提供双电压输出，同时可以通过引脚电平确定双电压输出的先后次序，而且还可以为DSP提供有效的复位信号。

本设计采用该芯片为系统提供有效的电源管理，其电路如图4.10所示。

TMS320F2812要求+3.3V和+1.8V有上电顺序，必须是I/O先上电，然后再上电芯片内核。

这样可以在内核启动前确定I/O的状态，以便启动时根据GPIO的状态跳到相应的地方执行相应的代码。

因此应该将TPS70351的SEQ引脚置零。

为了节