变频电源教材概要.docx
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变频电源教材概要
变
频
电
源
教
材
苏州振吴电炉有限公司
第一讲晶闸管工作原理
晶闸管象整流二极管一样,具有单向导电性特性,电流只能从阳极流向阴极,当元件阳极电压加上反向电压时,只有微小的反向漏电流从阴极流向阳极,晶闸管处于反向阻断状态.另外晶闸管又不同于整流二极管,它具有正向导通的可控特性.当元件阳极加上正向电压时,元件还不能导通,仍处于正向阻断状态,这是整流二极管不具有的,要使晶闸管导通除了阳极加上正向电压外,同时还必须加上适当的正向门极电压Ug,让门极流入足够的触发电流Ig..
当晶闸管加上正向阳极电压后,门极加上适当的正向门极电压,使晶闸管导通的过程称为触发.晶闸管一旦触发导通后,门极就对它失去了控制作用,因此通常在门极只要加上一个正向脉冲电压就可以,称为触发电压.门极在一定条件下可触发晶闸管导通,但无法使其关断.
要使已经导通的晶闸管恢复阻断,可降低阳极电源Ea或增大负载电阻,使流过晶闸管的阳极电流Ia减小,当电流Ia减小至一定值时（约几十毫安）,电流会突然降到零,之后再调高电压或减小负载电阻,电流不会再增大,说明晶闸管管已经恢复阻断.当门极断开时,维持晶闸管导通所需要的最小电流叫维持电流（IH）.因此,只要晶闸管的阳极电流小于维持电流,元件就关断了.
晶闸管导通和关断实验
实验顺序
实验前
灯的情况
实验时晶闸管条件
实验后
灯的情况
结论
阳极电压Ua
门极电压Ug
导
通
实
验
1
暗
反向
反向
暗
晶闸管在反向阳极电压作用下,不论门极为何种电压,它都处于关断状态.
2
暗
反向
零
暗
3
暗
反向
正向
暗
1
暗
正向
反向
暗
晶闸管同时在正向阳极电压与正向门极电压作用下,才能导通.
2
暗
正向
零
暗
3
暗
正向
正向
亮
关
断
实
断
1
亮
正向
正向
亮
已导通的晶闸管在正向阳极电压作用下,门极失去控制作用.
2
亮
正向
零
亮
3
亮
正向
反向
亮
4
亮
正向（逐渐减
小到接近零）
任意
暗
晶闸管在导通状态时,当Ea减小到接近零时,晶闸管关断
在这里重点讲述晶闸管的开通和关断时间
晶闸管作为无触点开关,在导通时与阻断二种工作状况之间的转换并不是瞬时完成的,需要一定的时间.当元件工作较高频率要求迅速导通和关断时,就必须考虑开通与关断时间.
（一）,门极控制的开通时间Tgt,简称开通时间
通常规定;从门极触发电压前沿的10％到元件阳极电压下降至10％所需的时间,称为开通时间Tgt.普通晶闸管大约为60us左右,快速管可降到1us左右.开通时间与触发脉冲的陡度与大小.元件结温.开通前的Ua值.开通后的Ia值以及主回路中的电感量等有关.为了缩短开通时间与保证触发导通量时刻的正确,通常采用实际触发电流比规定触发电流大3～5倍.前沿陡的窄脉冲来触发,称为强触发.
（二）,关断时间Tq
晶闸管在导通时,阳极电流流过各PN结,各区域有大量的载流子存在,使元件呈现低阻状态.晶闸管的关断过程,就是各区域载流子消失过程.以下图定性说明元件承受反压时的关断过程.
在t1时刻,已导通的元件加上反压,阳极电流开始逐渐减小,到t2时刻,Ia降到零,这时,晶闸管内部各PN结附近依然存在大量载流子,所以,t2时刻起在反压作用下,瞬时出现反向阳极电流.t3时刻,反向电流达到最大值.t3～t4期间,J1、J3结由于反向电压作用,使载流子加速消失,逐渐承受反压,当载流子全部消失后,J1、J3结完全处于反向阻断状态,承受全部外电压,晶闸管也就完全恢复了反向耐压能力,t2～t4称反向恢复时间.但是,J2结此时仍处于正向偏置,J2结的载流子只能通过复合而逐步消失.因为正向阻断能力决定于J2结,尽管J1、J3结都已恢复了反向阻断,当元件重新加上正向电压时,由于J2结附近载流子的存在,元件还会立即导通.所以,必须待J2结的载流子通过复合而基本消失后,正向阻断能力才能完全恢复,门极才能恢复控制特性.图中t4～t5称为门极恢复时间,t5时刻后才允许重加正向电压.我们规定:
元件从正向电流降为零到元件恢复正向阻断的时间（t2～t5）称为关断时间tq.
晶闸管的关断时间tq与元件结温、关断前阳极电流的大小以及反压的大小有关.要缩短关断时间可通过降低结温,适当加大反压并保持一段时间来达到.普通晶闸管的tq约为几十到几百微秒,快速晶闸管的tq可以达10us以下.对于一般50Hz的工作电路,可不考虑元件的开关时间,但在工作频率较高、需要元件快速导通关断的场合,要选用开关时间短的KK型快速晶闸管.
第二讲三相可控整流电路
2-1对整流电路的基本要求
1.电路为满足负载（并联逆变器）功率可调的需要,要求整流电路的输出电压在规定范围内能够调节.为此可以采用可控整流电路.
2.电路为保证负载（并联逆变器）可靠工作,要求整流电路的输出电流连续,且电流脉动系数小于指定值.为此整流电路应有滤波措施.
3.电路为保证负载安全工作,要求整流电路的最大输出电流或最大输出电压能自动地被限制在某一指定值,而不受负载阻抗的变化而变化.为此整流电路需要采用限流、限压措施.
4.当电路出现故障（例如整流电路的负载发生短接）时,要求电路能自动地停止直流功率输出.整流电路必须有过流、过压的保护措施.
2-2三相可控整流桥的工作原理
本装置的整流部分采用三相全控整流线路,如下图所示.
其目的在于:
1.直流输出有较宽的调节范围.
2.存在逆变区,当负载（逆变器）出现故障时,能方便地使整流桥工作于逆变状态,这时不但能迅速地切断其输出电流,并能将存于电抗的能量反馈至三相工频电网中去,避免造成的过电压.
3.直流输出的最低谐波频率较高,并为三相输入工频电流频率的六倍,这可减小逆变器所附滤波电抗器电感量.
现简述整流桥的工作原理,这里只考虑整流桥带大电感的工作情况,在这种情况下,整流桥输出直流电压与负载的阻抗虽有周期性的波动,而输出换直流电流仍能维持稳定不变,对本装置所谓整流桥的负载就是逆变器,逆变器是串联了大的直流电抗器,因此认为是大电感负载.
整流桥的整个工作过程按其性质可分为二个时期,一个是“非换流时期”,一个是“换流时期”.在“非换流时期”中,全控桥在任一个时刻必然有二个可控硅同时导通,一个处在共阴极的一组中,另一个处在共阳极的一组中,并通过负载构成通路.当整流处于整流状态时,处在共阴极组的那个可硅的阳极电位必定高于共阳极一组中的那个导电可控硅的阴极电位,三相交流电网经整流后向负载输送直流电能
当整流桥处于逆变状态时时两个可控硅端上的电位极性却相反（图上）.这时储存在负载与滤波电抗器中的能量就以直流电流的形式馈给电网而逆变成三相交流电能.
现假设在某一时刻有两个可控硅SCR6与CSR1导通,则负载中形成的压降就是Ud=UA－UB（当Ud为正时为整流状态,为负时为逆变状态）.经过60o电角度后,导通着的右控硅SCR6就换流给SCR2成为SCR1与SCR2同时导电负载中的压降就为Ud=UA－UC.再经过60o（图2-3全控桥的逆变工作状态）最角度导通着的可控硅SCR1,就成换流给SCR3而成为SCR3与SCR2同时导通,这时在负载中的压降就成为Ud=UB－UC.这样可控硅两两导通的次序就为SCR1、SCR6→SCR1、SCR2→SCR2、SCR3→SCR3、SCR4→SCR4、SCR5→SCR5、SCR6→SCR1、SCR6……,这样周而复始地循环下去就构成整个工作过程.其中每对可控硅同时导通的时间为60o电角度每个可控硅导电时间是120o电角度.
另一个是“换流时期”,由上述,当两个可控硅同时导电了60o电角度后,其中一个就要由桥中另一个可控硅来替换,这时由于进线电感的限流作用,使替换过程不能瞬时完成,而经历一段不长的时间,这段时间就称为“换流时期”.在这个时期中,将被替换的一个可控硅中的电流由Id逐渐减小到零,而替换它的可控硅中的电流就由零逐渐上升到Id,因此在这个时期就有三个可控硅同时导电.存在适当的换流时间可限限制整流可控硅所承受的电流上升率,但略降低了输出直流电压平均值
.
根据上述原理,可控硅的触发脉冲必须安排成这样:
触发六个可控硅的触发脉冲分别由六个脉冲源供给,这六个脉冲源输出的脉冲其形状都相同,周期与整流桥进线电源的周期相同.六个脉冲互相间的相位按图中对可控硅所编序号的次序相互恒保持着π/3电角度的差值,（见图上）这六个脉冲相对于进线电压的相位差换大小就决定着整流输出电压平均值的大小,因此若能连续地改变整流桥的输出直流电压.设脉冲Ug1与UA在30o电角度处的相位差定义为控制角α,则当α在0o-90o区间内变动时,整流输出的直流电压平均值Ud＞0,整流桥工作于整流区,其中当0o≤α≤60o时Ud恒为正值,整流桥即存在有整流桥处于整流状态,而当60o≤α≤90o时,Ud即有正又有负,因此整流桥即存在有整流状态又存在有逆变状态,但整流强于逆变,因此,使平均电压Ud还是不大于零.当90o≤α≤180o时,整流桥工作于逆变区,这时Ud≤0.逆变区也可分为二个区间,当90o≤α≤120o时Ud也正负同时存在,亦即同时存在有整流状态与逆变状态,但逆变强于整流,因此使Ud＜0,当120o≤α≤180o时,Ud＜0整流桥恒为逆变状态.
当施加给整流桥的进线电压确定后,整流桥的输出直流电压,电流不但与负载的大小有关,而且还与触发脉冲的大小有关,现在来说明这些数量间的关系.仍与前面假设的一样,这里假设负载是大电感性的,流过负载的电流连续不变,另外在导出这些关系时不考虑换流过程与整流桥各元件的损耗.
1.整流桥输出的直流电压为:
Ud=
=
=
上式当:
0≤α≤π/2整流桥流工作于整流区,Ud≥0
π/2≤α≤π整流桥工作于逆变区,Ud≤0
设整流桥全导通时（α=0）时直流桥输出电压平均值为Udo,则:
Udo=2.34UA
式中UA为输入相电压.
将此关系绘成的图如下
当整流桥进线相电压有效值为220V时,则整流桥全导通输出直流电压平均值为515V.当发生过电流和过电压时触发脉冲移到150度,整流桥工作在逆变区,输出直流电压平均值为-446V.
2.整流桥输出的直流电流
由于整流桥负载的大电感性,故可维持其输出电流Id恒定不变,其幅值设为Id,则:
Id=Ud/Rd
式中Rd为整流桥的负载电阻,对本装置亦就是指逆变桥的输入直流阻抗.
3.整流桥三相进线的相电流:
整流桥三相进线的相电流iA、iB、iC都是一样的,只是相位互差120o电角度,故只考虑其中一相就可以了,其波形可见图（三相桥式全控整流电路各部分电压电流之波形）,该A相电流IA的有效值为IA,则:
IA=
=
=
=
当本装置输出额定功率250千瓦时,Id=500安,这时IA就可由（3-5）式求得为410安，而当Id为最大值600安时，IA=490安。
4．整流桥三进线电流的功率因数：
对非正弦电流，功率因数定义为有功功率P与视在功率S的比值。
即：
cosφ=P/S
对整流桥而言有功功耗P就是指三相进线电流的有功功率，当不考虑整流桥损耗时，该有功功率就等于整流桥输出的直流功率。
即：
P=UdId=
而三相进线电流的视在功率为：
S=3
这样三相进线电流的功率因数为：
由上式就可求得整流桥在全导通时（α=0）时的功率因数为0.955，上式也可近似地写成：
φ=α
即在大电感性负载下整流桥进线三相交流电的功率因数角φ近似地与触发脉冲的控制角α相等，因此为了要使装置有较高的功率因数，希望整流桥在控制角较小的情况下运行。
还可将上式改写成为：
即整流桥进线电流的功率因数与整流桥输出直流电压的平均值成正比，随着电流输出Ud的降低，功率因数也就随着减小，由此式所构成的曲线可见图
cosφ当UA=220V时
cosφ与Ud之关系曲线
第三讲△－Y双整流桥（12脉冲整流电路）
上面所述的三相桥式整流电路,是属于六脉波整流，即电源一周内直流电压Ud有六个脉波。
该电路整流器的输入电流（即整流变压器的输出电流）是一个宽度为120o上下对称的方波电流。
这种方波电流除基波外，还包含有许多谐波电流，谐波电流是有弊无利的，它一方面增加了整流变压器铁芯的涡流损耗，同时，它会使接在交流电网中电容负载以及其他具有电磁铁芯的负载（如电动机，变压器，交流接触器等）过热，对有线广播及电讯产生干扰，并会对接在交流电网中的精密测量仪器产生附加误差。
综上所述，大功率变流设备会对工频电网产生干扰，并随着变流功率的增大，这种干扰会变得更加严重。
为此，世界各国都已制订了相应标准，在一定的电网容量下，规定了一定脉波数的整流器的最大允许容量。
为了减少大功率变流装置对电网的干扰，可采用两个办法。
一是加接滤波器，以它来提供谐波电流的通路，从而减小谐波电流对其他电器的影响；另外一个更为有效的办法是增另整流相数，即增加整流电压的脉波数。
这正是我们下面要讨论的，但限于篇幅，在此，我们仅讨论十二相整流器的工作情况。
由上节讨论得知，三相桥式整流电流电路的一周内直流输出电压（Ud），即为交流线电压，Uab、Uac、Ubc、Uba、Uca、Ucb六个脉波。
从交流电路可知,这六个脉波在相位上是互差60o角的。
如图三相全控整流电路各部分电流波形所示。
设想有另一个三相整流电路，其输出电压Ud2也是个六脉波，但其相位与第一个整流电桥的输出电压Ud1相差30o,如图3-1蓝线所示，则二桥同时工作，且采用串联或并联的形式供给同一个负载时,其输出电压就是个十二脉波电压。
这样就降低了输出电压的脉动。
更重要的是从以下分析可知它大大改善了工频电网的干扰。
在三相四线制中，与线电压相差30o的电压实际就是相电压。
若第二桥的交流输入变压器接成三角形（Δ）,则其输出电压在一周期内,其六个脉波就是：
Ua/、-Uc/、Ub/、-Ua/、Uc/、-Ub/，它与输入变压器采用星形（Y）接线法的第一个桥输出电压Ud1相位与差了30o。
这样当两桥先经滤波电感，后再并联，同时供给负载（图3-2）时，负载上所得到的直流电压Ud幅值虽与单桥相同，但因两桥同时工作，故可向负载提供两倍于单桥的负载电流，从整体而言，整流桥的输出容量提高了一倍。
图3-2两组三相全控桥并联供电线路图3-3两组三相全控桥串联供电线路
两桥串联后同时供给负载也是可行的（图3-3），此种方案，因整流器提供给负载的直流电压高了一倍，故从整体而言，它与两桥并联运行一样，整流桥的输出容量也提高了一倍。
采用双桥并联或串联，或甚至采用多桥并联后再串联（或串联后再并联），可视具体电路而定。
它主要决定于负载的电压水平和电流容量的大小，但在选择方案时也应考虑整流电路中所用开关电器（如空气断路器、交流接触器、熔断器等）的相互现配合等到问题。
为了进一步说明十二相整流电路的工作原理，我们以两桥串联作实例（图3-4），作进一步分析，整流桥变压器原边作Y联法,两个副边一个Y接法,另一个作Δ接法，分别供电给三相桥式整流器，两组整流器的输出串联后，共同馈电给L、R负载。
为了使两桥在相同的移相控制角时输出相同的直流平均电压，要求变压器两组（Y、Δ）副边的相电压相等。
但Y组的线电压为相电压的
倍
，而Δ组的线电压即为相电压，为此Δ组的匝数应为Y组的
倍。
至于两桥的工作原理与第二节所讲的三相桥式整流电路完全一样，它们分别换流，各不相关，只是由于两桥的供电电压在相位上互差30o，故其输出直流电压Ud也相差了30o，见图3-1，当把两桥的输出迭加后，就得到每周期脉动为12次的输出电压。
为了说明十二相整流电路比六相整流电路对电网干扰有所改善，必需求出供电变压器原边的电流波形。
便于分析，假定变压器原、副线圈的匝数为：
W1=W2（Y），W2Δ=
W2Y。
根据变压器原、副边磁势平衡原理可得到：
i1AW=iYa·W2Y+iΔa·W2Δ,再根据原、副边的匝数值可得到:
i1A=iYa+
iΔa·ira,其波形图3-5（A）中。
Δ组的相电流波形iΔa可确定如下,例如在图3-4所示Δ组的整流中,先分析1号及6号管导通的60o区间,（Ⅱ）桥的输出电压Ud（Ⅱ）为ua/,线电流i1=Id，i2=-Id，i3=0（5号，2号管在此期间均关断）。
此时在变压器副边Δ内部有两条并联支路，一为b由a至，一为由b经c再至a，前一支路内阻为后一支路内阻的一半,两两并联支路间电流分配应与支路阻抗成反比,故在此期间负载电流Id的2/3由b流向a,而1/3Id由b经c再流向a。
综上所述，在1号，6号管导通期间，
IΔa=2/3Id，IΔb=IΔc=1/3Id
在其他区段的IΔa可按类似方法求得,结果得到图3-5（B）的波形，其波形为阶梯状与Y组的相电流矩形波有所不同。
然后再根据i1A=iYa+
iΔa求得i1A图3-5（C），至于i1B，i1C电流波形的求法与此完全类同，只是在相位上互差120o而已。
由数学分析得知，三相桥式整流电路交流侧的电流波形可用下式表示：
对于十二相整流电路而言，交流侧的电流波形与正弦流形更接近了。
从数学表达式中可看出这一点。
比较较两式可看出采用十二相整流电路后，谐波电流分量大大减小，最低次谐波频率是11倍频，其幅值仅为基波的1/11。
谐波电流流经电网系统中，包括发电机、输电线、变压器在内的各种阻抗元件,必然产生谐波电压降,因而使电网系统内各点的电压波形产生不同的畸变.谐波电流的降低是减少电网电压畸变的有效途经.在大功率整流电路中,其所以在采用十二相或更高相数的整流器,原因就在于此。
第四讲普通并联逆变
图4-1是逆变器的工作原理图。
并联逆变器的工作情况，可在一个周期内分成四个导通阶段来说明，如图4-2a-d所示.
第一阶段：
SCR1、SCR3送入一个触发脉冲使之导通，电流从正端流入SCR1，经负载电路SCR3，由负端流回。
LC谐振电路受到这个电流的激磁而产生谐振，电容C上的电压是左正右负（见图4-2a）。
第二阶段是换流阶段，当第一阶段进行到谐振电压Ua过零之前即还保持图4-2b中所示的左正右负极性时）,向SCR2、SCR4送入触发脉冲,瞬时四只可控硅均处于全导通状态,送变器的输入端短路,同时电容C两端也被SCR短路。
由于中间直流电路中串有很大电感Ld，所以在短路瞬间电流Id不能突变，而电容C被短路，引起很大的放电电流Ic（Ic也称换流电流）。
由于桥臂上串有限流电感,使Ic也不能突变换流电流与SCR1SCR3中的电流相反,使SCR1、SCR3关断,同时形成SCR2、SCR4中的电流.第二阶段的时间是很短的,在这瞬时，SCR1,SCR3的电流从最大值下降到零，SCR2,SCR4的电流也从零上升到最大值。
这段时间称为换流时间tr，而对应的相角为r。
第三阶段：
电流经SCR2、SCR4反方向通到负载电路，电容C两端的电压变为右正左负（见图4-2c）。
第三阶段是中频交流的后半周期。
第四阶段：
在中频交流后半周期进行到一定的时候，SCR1、SCR3受触发导通，与第二阶段换流情况一样，SCR2、SCR4将关断，使回路回复到第一阶段的状态。
图4-3表示并联逆变器的电压和电流波形。
Id是经整流输出的直流电流，由于经过一只大容量电感Ld的滤波，故电流比较平直。
SCR1、SCR3在中频交流前半个周期导通，后半个周期关断；SCR2.SCR4在前半个周期关断，后半个周期导通。
导通时经过管子的电流等于整流输出的直流电流Id，关断时为零。
由于线路中每个逆变桥臂串有换流电感Lk，使得可控硅导通和关断时电流的变化不可能瞬时完成，而是按一定斜率上升和下降。
所以图4-3b和c所示iSCR1、iSCR3、iSCR2、iSCR4的波形是一个接近于方波的梯形波，梯形波的上升沿和下降沿就是换流时间tr。
逆变桥输出的电流ia，是两对桥臂流过的电流，即前半周期为+ia，后半周期为-ia，从+ia到-ia的换流是在tr内逐步完成的。
这样逆变器输出的中频电流ia是一个交变的梯形波（图4-3d所示），它可分解成基波ia1（如图d中蓝线所示）和高次谐波之ia3、ia5……之和。
但是由于逆变器输出端的负载是L-C组成的并联谐振回路，而谐振回路的固有频率接近于基波电流ia1的频率，也就是谐振回路对ia1呈现出较高的阻抗Z1，而对ia3、ia5……等高次谐波电流呈现出很少的阻抗Z3、Z5……。
所以逆变桥输出的中频电压ua≈ua1Z1，呈现为正弦波（ia3Z3、ia5Z5很小，对总电压影响甚微）。
Ua波形上的两个缺口正是换流的阶段，因为此时谐振回路两端四只SCR全导通而短路，所以电压下降，在换流结束后又恢复到相应的正弦电压值。
图4-3f和g表示可控硅承受电压的情况。
管子SCR1、SCR3在前半周期是导通的，因此管子两端电压只有管压降值（0.6～0.8）伏。
在t1时刻给SCR2、SCR4送出脉冲，电路开始换流，到t2时刻换流完成，从开始换流的时刻t1一直到t3，谐振电容C上的电压仍然保留着原来的方向，所以在t1～t3时间内，加在SCR1、SCR3上的电压是反向电压。
t3以后，电容C上的电压开始换向，SCR1、SCR3才承受正向电压。
确定开始换流的时刻t1是非常重要的，必须在输出电压ua过零前开始换流，并且必须结束。
换流结束到可控硅SCR1、SCR3承受正向电压，必须经过一定的储备时间tβ（即图中t2到t3时刻，对应的相角β），这是因为可控硅即使正向电流切断（等于零）以后，阻挡层中载流子复合，元件重新处于阻断状态和控制极恢复控制能力需要一定的时间（即关断时间toff）,储备时间必须大于可控硅关断时间（即tβ＞toff）.同时换流时间tr也不能任意短,这是受可控硅的电流上升
率的限制,为了限制电流上升率,逆变电路中必须串联换流电感Lk。
综上所述，为了保证可靠换流，换流时间应在Ua过零之前开始，这段时间称为触发引前时间tf。
在波形图4-3中可以看出,tf＝tr+tβ,而电流ia超前电压ua的相角Φ=r/2+β。
可见逆变桥的输出电流ia，必须超前于输出电压ua才能换流，否则换流失败，逆变器就不能正常工作。
电流ia超前电压ua表明逆变器是按一定超前功率因素运行，必然是负载电路呈容性，也就是并联电容必然有“过补偿”，电容才能有足够能量，为换流提供所需的无功功率。
图4-4为逆变器电压，电流矢量图。
电流矢量图的各边乘以电压ua，便行功率图，这样并配电容所需的容量Pc为：
Pc=PLsinφL+PLsinφLtg（β+r/2）
即电容的千乏数Pc必须比负载无功分量PLsinφL多，所多的部分等于负载原有功分量PLsinφL的tg（β+r/2）倍。
供给这一部分功率的电容称为换流电容器。
现在借助图4-3分别给出图4-2中各量之间的关系：
（一）逆变器的中频输出电流
逆变器的中频输出电流是幅值等于输入直流幅值Id的矩形波，这矩形波展开成傅立叶级数后设：
（4-3）
其基波为：
（4-4）
基波有效值为：
（4-5）
（二）逆变器的输出中频功率
非正弦电流的功率等于各次谐波平均功率之和，流过负载的电流ia虽为矩形方波，并存在有高次谐波，但其电压波形却是接近正弦波，因此，负载所获得的功率可以认为是其波产生的。
这样：
（4-6）
其中：
Ua—逆变器输出中频电压的电压的有效值：
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