开关稳压电源E题设计报告国赛一等奖大学生电子设计竞赛DOC.docx
《开关稳压电源E题设计报告国赛一等奖大学生电子设计竞赛DOC.docx》由会员分享，可在线阅读，更多相关《开关稳压电源E题设计报告国赛一等奖大学生电子设计竞赛DOC.docx（14页珍藏版）》请在冰点文库上搜索。
开关稳压电源E题设计报告国赛一等奖大学生电子设计竞赛DOC
开关稳压电源（E题）
摘要
本系统以Boost升压斩波电路为核心，以MSP430单片机为主控制器和PWM信号发生器，根据反馈信号对PWM信号做出调整，进行可靠的闭环控制，从而实现稳压输出。
系统输出直流电压30V～36V可调，可以通过键盘设定和步进调整，最大输出电流达到2A，电压调整率和负载调整率低，DC-DC变换器的效率达到93.97%。
能对输入电压、输出电压和输出电流进行测量和显示。
系统特色：
1）输出电压反馈采用“同步采样”方式，能有效避免电压尖峰对信号检测的影响。
2）采用多种有效措施降低系统的电磁干扰（EMI），增强电磁兼容性（EMC）。
3）具有完善、可靠的保护功能，如：
过流保护、反接保护、欠压保护、过温保护、防开机“浪涌”电流保护等，保证了系统的可靠性。
1方案论证
1.1DC-DC主回路拓扑
方案一间接直流变流电路：
结构如图1-1所示，可以实现输出端与输入端的隔离，适合于输入电压与输出电压之比远小于或远大于1的情形，但由于采用多次变换，电路中的损耗较大，效率较低，而且结构较为复杂。
方案二Boost升压斩波电路：
拓扑结构如图1-2所示。
开关的开通和关断受外部PWM信号控制，电感L将交替地存储和释放能量，电感L储能后使电压泵升，而电容C可将输出电压保持住，输出电压与输入电压的关系为UO=（ton+toff），通过改变PWM控制信号的占空比可以相应实现输出电压的变化。
该电路采取直接直流变流的方式实现升压，电路结构较为简单，损耗较小，效率较高。
图1-2Boost升压斩波电路拓扑结构
综合比较，我们选择方案二。
.2控制方法及实现方案
方案一利用PWM专用芯片产生PWM控制信号。
此法较易实现，工作较稳定，但不易实现输出电压的键盘设定和步进调整。
方案二利用单片机产生PWM控制信号。
让单片机根据反馈信号对PWM信号做出相应调整以实现稳压输出。
这种方案实现起来较为灵活，可以通过调试针对本身系统做出配套的优化。
但是系统调试比较复杂。
在这里我们选择方案二。
1.3
系统总体框图
.4
图1-3系统总体框图
提高效率的方法及实现方案
1）Boost升压斩波电路中开关管的选取：
电力晶体管（GTR）耐压高、工作频率较低、开关损耗大；电力场效应管（PowerMOSFET）开关损耗小、工作频率较高。
从工作频率和降低损耗的角度考虑，选择电力场效应管作为开关管。
2）选择合适的开关工作频率：
为降低开关损耗，应尽量降低工作频率；为避免产生噪声，工作频率不应在音频。
综合考虑后，我们把开关频率设定为20kHz。
3）Boost升压电路中二极管的选取：
开关电源对于二极管的开关速度要求较高，可从快速恢复二极管和肖特基二极管中加以选择。
与快速恢复二极管相比，肖特基二极管具有正向压降很小、恢复时间更短的优点，但反向耐压较低，多用于低压场合。
考虑到降低损耗和低压应用的实际，选择肖特基二极管。
4）控制电路及保护电路的措施：
控制电路采取超低功耗单片机MSP430，其工作电流仅280μA；显示采取低功耗LCD；控制及保护电路的电源采取了降低功耗的方式，具体实现见附录图2，单片机由低功耗稳压芯片HT7133单独供电。
2电路设计与参数计算
2.1Boost升压电路器件的选择及参数计算
Boost升压电路包括驱动电路和Boost升压基本电路，如图2-1所示。
图2-1Boost升压电路
（a）PWM驱动电路（b）Boost升压基本电路
2.1.1开关场效应管的选择
选择导通电阻小的IRF540作为开关管，其导通电阻仅为77mΩ（VGS=10V,ID=17A）。
IRF540击穿电压VDSS为55V，漏极电流最大值为28A（VGS=10V，25°C），允许最大管耗PCM可达50W，完全满足电路要求。
2.1.2PWM驱动电路器件的选择
单片机I/O口输出电压较低、驱动能力不强，我们使用专用驱动芯片IR2302。
其导通上升时间和关断下降时间分别为130ns和50ns，可以实现电力场效应管的高速开通和关断。
IR2302还具有欠压保护功能。
2.1.3肖特基二极管的选择
选择ESAD85M-009型肖特基二极管，其导通压降小，通过1A电流时仅为0.35V，并且恢复时间短。
实际使用时为降低导通压降将两个肖特基二极管并联。
2.1.4电感的参数计算
1）电感值的计算：
其中，m是脉动电流与平均电流之比取为0.25，开关频率f=20kHz,输出电压为36V时，LB=527.48μH，取530μH。
2）电感线径的计算：
最大电流IL为2.5A，电流密度J取4A/mm2，线径为d,则由
得d=0.892mm,工作频率为20kHz,需考虑趋肤效应，制作中采取多线并绕方式，既不过流使用，又避免了趋肤效应导致漆包线有效面积的减小。
2.1.5电容的参数计算
其中，ΔUO为负载电压变化量，取20mV,f=20kHz,UO=36V时,CB=1465μF,取为2000μF，实际电路中用多只电容并联实现，减小电容的串联等效电阻（ESR），起到减小输出电压纹波的作用，更好地实现稳压。
2.2输出滤波电路的设计与参数计算（见附录）
2.3控制电路的设计与参数计算
单片机根据电压的设定值和电压反馈信号调整PWM控制信号的占空比，实现稳压输出，同时，单片机与采样电路相结合，将为系统提供过流保护、过热保护、过压保护等措施，并实现输出电压、输出电流和输入电压的测量和显示。
PWM信号占空比
当U2=15V，UO=36V时，UIN=1.2*U2-2V=16V，最大值DMAX=0.556；
当U2=21V，UO=30V时，UIN=1.4*U2-2V=27.4V，最小值DMIN=0.087
系统对于单片机A/D采样精度的要求：
题目中最高的精度要求为0.2%，欲达到这一精度，A/D精度要达到1/500，即至少为9位A/D，MP430置A/D为12位，只要合理设定测量围，完全可以达到题目的精度要求。
.4保护电路的设计与参数计算
2.4.1过流保护（共三级）
1）输入过流保护
在直流输入端串联一支保险丝（250V，5A），从而实现过流保护。
2）输出过流保护
输出端串接电流采样电阻RTEST2，材料选用温漂小的康铜丝。
电压信号需放大后送给单片机进行A/D采样。
过流故障解除后，系统将自动恢复正常供电状态。
3）逐波过流保护
逐波过流保护在每个开关周期对电流进行检测，过流时强行关断，防止场效应管烧坏。
具体实现电路见附录图5（a）。
考虑到MOS管开通时的尖锋电流可能使逐波过流保护电路误动作，加入如附录图5（b）所示电路。
2.4.2反接保护
反接保护功能由二极管和保险丝实现，电路如附录图3（a）。
2.4.3过热保护
通过热敏电阻检测场效应管的温度，温度过高时关断场效应管。
2.4.4防开机“浪涌”保护
用NTC电阻实现了对开机浪涌电流的抑制，见附录图3（a）。
2.4.5场效应管欠压保护
利用IR2302的欠压保护功能，对其电源电压进行检测，使场效应管严格工作在非饱和区或截止区，防止场效应管进入饱和区而损坏。
.5数字设定及显示电路的设计
分别通过键盘和LCD实现数字设定和显示。
键盘用来设定和调整输出电压；输出电压、输出电流和输入电压的量值通过LCD显示。
电路接口见附录。
.6效率的分析及计算（U2=18V,输出电压UO=36V,输出电流IO=2A）
DC-DC电路输入电压UIN=1.2*U2-2V=19.6V，信号占空比D≈1-UIN/UO=0.456，
输入电压有效值IIN=IO/（1-D）=3.676A，输出功率PO=UO*IO=72W
下面计算电路中的损耗P损耗：
1）Boost电路中电感的损耗：
其中，DCR1为电感的直流电阻，取为50mΩ，代入可得PDCR1=0.68W
2）Boost电路中开关管的损耗
开关损耗PSW=0.5*UIN*IIN（tr+tf）*f
其中，tr是开关上升时间，为190ns,tf是开关下降时间，为110ns,f是开关频率，为20kHz,代入可得PSW=0.2160W
导通损耗
其中，导通电阻RDSON=77mΩ，电流感应电阻RSNS取0.1Ω，代入得PC=1.23W
3）肖特基二极管的损耗
流过二极管的电流值与输出电流I0相等，则二极管损耗
其中，IO=2A,取二极管压降VD为0.35V，代入可得PD=0.7W
4）两只采样电阻上的总损耗为0.9W（计算过程见附录2）
其他部分的损耗约为0.8W，具体计算过程见附录2。
综上，电路中的总损耗功率P损耗=4.5W
DC-DC变换器的效率η=PO/（PO+P损耗）=94%
.7系统特色：
1．输出电压反馈采用“同步采样”方式，有效地避免了电压尖峰对信号检测的影响。
软件滤波可降低毛刺干扰，但不能从根本上减小干扰。
“同步采样”法是根据开关毛刺的可预测性（集中在开关瞬间，持续时间不超过2μS），在开关管动作后2μS再采样，避免采到毛刺，提高了反馈信号的准确度和稳定度。
2．采用多种措施降低系统的电磁干扰（EMI），如：
开关频率较低，降低了EMI；单片机部的时钟源－压控震荡器（DCO）采用了‘抖频’技术，使EMI能量分散在各个频率点上，降低了EMI的峰值；产生PWM信号时也使用了‘抖频’技术，即实现了用较少位数的PWM产生较多的控制阶数，又减少了EMI。
3．具有多重保护措施，保证了系统的高可靠性。
3软件设计（主要流程图如图3-1所示）
图3-1主要流程图
程序说明:
本程序主要通过键盘设定输出电压值,利用PI算法控制PWM的占空比，实现电压稳定输出.并且为了减少干扰,软件采用同步采样的方法,即在PWM上升沿后2微秒,再去采样,这样就可以避免采样到毛刺,进行错误的判断,导致输出电压不稳,再根据一些其它的反馈采样值进行调整,保证系统可以安全可靠稳定的工作。
4系统测试及结果分析
4.1测试使用的仪器（如表4.1所示）
表4.1测试使用的仪器设备
序号
名称、型号、规格
数量
备注
1
FLUKE15B万用表
4
美国福禄克公司
2
TDGC-2接触调压器（0.5KVA）
1
松特电器
3
KENWOODCS-4125示波器
1
带宽20MHz
4.2测试方法（连接如图4-1所示）
图4-1测试连接图
4.3测试数据
4.3.1电压调整率SU测试（测试条件：
IO=2A，UO=36V）
U2=15V时，UO1=35.98V；U2=21V时，UO2=36.13V。
电压调整率SU=（UO2-UO1）/UO1=0.42%。
4.3.2负载调整率SI测试（测试条件：
U2=18V，UO=36V）
IO=0A时，UO3=36.29V；IO=2A时，UO4=36.04V。
负载调整率SI=（UO3-UO4）/UO3=0.69%。
4.3.3DC-DC转换器效率η测试（测试条件：
IO=2A，UO=36V，U2=18V）
UIN=19.5V，IIN=3.88A；UO=36.00V，IO=1.975A。
DC-DC转换器效率η=UOIO/UINIIN=93.97%。
4.4测试结果分析
4.4.1测试数据与设计指标的比较（如表4.2所示）
表4.2测试数据与设计指标的比较
测试项目
基本要求
发挥要求
电路测试结果
输出电压可调围
30V-36V
实现
最大输出电流
2A
实现
电压调整率
≤2％
≤0.2%
0.42%
负载调整率
≤5％
≤0.5%
0.69%
输出噪声电压峰峰值
≤1VPP
1.8VPP
DC-DC变换器效率
≥70%
≥85%
93.97%
过流保护
动作电流
2.5±0.2A
故障排除后自动恢复
动作电流2.53A，
可以自动恢复。
输出电压设定和步进调整
步进1V，测量和显示电压电流
实现，步进可达0.1V。
其他
完整可靠的保护电路
4.4.2产生偏差的原因
1）对效率等进行理论分析和计算时，采用的是器件参数的典型值，但实际器件的参数具有明显的离散性，电路性能很可能因此无法达到理论分析值。
2）电路的制作工艺并非理想的，会增加电路中的损耗。
4.4.3改进方法
1）使用性能更好的器件，如换用导通电阻更小的电力MOS管，采用低阻电容。
2）使用软开关技术，进一步减小电力MOS管的开关损耗；
3）采用同步式开关电源的方案，用电力MOS管代替肖特基二极管以减小损耗；
4）优化软件控制算法，进一步减小电压调整率和负载调整率。
5结论
本电路结构简单，功能齐全，性能优良，除个别指标外均达到并超过了题目要求。
保护电路完善，使用更安全。
使用同步采样技术和多种抗EMI技术使得本电路更加环保。
由于时间紧，任务较为繁重，本电路尚有不足之处，如输出纹波偏大等。
这些都是以后我们努力和改进的方向。
附录1电路原理图
图1开关稳压电源电路
图4输出过流保护电路
图5逐波过流保护电路
附录2效率计算完整过程
电路中的主要损耗已在正文中进行了计算，下面给出其他部分损耗的计算过程：
1.Boost电路中电容的损耗
输出电流有效值
代入数据得IO-RMS=2.069A
而电容的损耗
等效串联电阻ESR取为10mΩ，代入得PCO1=0.0428W
2.输出滤波电路的损耗：
1）电容的损耗计算方法与求PCO1相同，可求得PCO2=0.0428W
2）电感的损耗
其中，DCR2为电感的直流电阻，取为50mΩ，又IO=2A，
代入可得PDCR2=0.20W
3.PWM驱动部分的损耗
1）驱动芯片IR2302的静态损耗为12mW（可忽略）
2）IR2302驱动电路的动态损耗
其中，导通控制电压UGSON=12V，场效应管输入电容CQON=1.7nF,f=20kHz，代入计算得P驱动=2.45mW（可忽略）
4.由于设计实现时较多的考虑到降低功耗，控制电路和检测保护电路功耗都较小，总体估算为0.5W。
4.过流保护采样电阻上的损耗
其中，IO=2A，RTEST2=0.09Ω，代入可得PRTEST2=0.36W
5.逐波过流保护采样电阻上的损耗
其中，采样电阻RTEST1=0.087Ω，代入数据计算可得PRTST1=0.536W
附录3输出滤波电路的设计与参数计算
为了降低纹波，采用LC低通滤波器，取截止频率fL=200Hz，电容取470μF，
由
可得
代入得L=215.80μH，取220μH
升级会员 