电力电子课程设计正文原稿0.docx
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电力电子课程设计正文原稿0
1综述
随着电子技术的发展，电子系统的应用领域越来越广泛，电子设备的种类也越来越多，对电源的要求更加灵活多样。
电子设备的小型化和低成本化使电源以轻、薄、小和高效率为发展方向。
传统的晶体管串联调整稳压电源，是连续控制的线性稳压电源，这种传统稳压电源技术比较成熟。
并且已有大量集成化的线性稳压电源模块，具有稳定性能好、输出纹波电压小、使用可靠等特点。
但其通常都需要体积大且笨重的工频变压器和隔离之用，滤波器的体积和重量也很大。
而调整管工作在线性放大状态，为了保证输出电压稳定，其集电极与发射极之间必须承受较大的电压差，导致调整管功耗较大，电源效率很低，一般
只有45%左右，另外，由于调整管上消耗较大的功率，所以需要采用大功率调整管并装有
体积很大的散热器，于是它很难满足电子设备发展的要求。
从而促成了高效率、体积小、重量轻的开关电源的迅速发展。
开关型稳压电源就是采用功率半导体器件作为开关，通过控制开关的占空比调整输出电压。
1.1主要技术指标
1）
交流输入电压AC220V±20％；
直流输出电压4〜16V可调；
显示与报警具有电流/电压显示功能及故障告警指示。
2基本工作原理及原理框图
220V交流电压经过EMI滤波及整流滤波后，得到约300V的直流电压加到半桥变换器上，用脉宽调制电路产生的双列脉冲信号去驱动功率MOS管，通过功率变压器的耦合和隔离作用在次级得到准方波电压，经整流滤波反馈控制后可得到稳定的直流输出电压。
该电源的原理框图如图2-1所示。
图2-1整体电源的原理框图
3各组成部分主要功能描述
3.1交流EMI滤波及整流滤波电路
由于开关器件工作在高频通断状态，高频的快速瞬变过程本身就是一电磁骚扰（EMD）
源，它产生的EMI信号有很宽的频率范围，又有一定的幅度。
若把这种电源直接用于数字设备，则设备产生的EMI信号会变得更加强烈和复杂。
电子设备的电源线是电磁干扰（EMI）出入电子设备的一个重要途径，在设备电源线入口处安装电网滤波器可以有效地切断这条电磁干扰传播途径，本电源滤波器由带有IEC插头电网滤波器和PCB电源滤波器组成。
IEC
插头电网滤波器主要是阻止来自电网的干扰进入电源机箱。
PCB电源滤波器主要是抑制功
率开关转换时产生的高频噪声。
交流输入220V时，整流采用桥式整流电路。
如果将JTI
跳线短连时，则适用于110V交流输入电压。
由于输入电压高，电容器容量大，因此在接通电网瞬间会产生很大的浪涌冲击电流，一般浪涌电流值为稳态电流的数十倍。
这可能造成整流桥和输入保险丝的损坏，也可能造成高频变压器磁芯饱和损坏功率器件，造成高压电解电容使用寿命降低等。
所以在整流桥前加入由电阻R1和继电器K1组成的输入软启动电路。
3.2半桥式功率变换器
该电源采用半桥式变换电路，其工作频率50kHz,在初级一侧的主要部分是Q4和Q5
功率管及C34和C35电容器。
Q4和Q5交替导通、截止，在高频变压器初级绕组N1两端产生一幅值为U1/2的正负方波脉冲电压。
能量通过变压器传递到输出端，Q4和Q5采用
IRFP400功率MOS管。
3.3功率变压器
1）工作频率的设定
工作频率对电源的体积、重量及电路特性影响很大。
工作频率高，输出滤波电感和电容体积减小，但开关损耗增高，热量增大，散热器体积加大。
因此根据元器件及性价比等
因素，将电源工作频率进行优化设计,
本例为fs=50kHz;T=1/fs=1/50kHz=20卩。
。
2）磁芯选用
1选取磁芯材料和磁芯结构
选用R2KB铁氧体材料制成的EE型铁氧体磁芯。
其具有品种多，引线空间大，接线操作方便，价格便宜等优点。
2确定工作磁感应强度Bm
R2KB软磁铁氧体材料的饱和磁感应强度Bs=0.47T，考虑到高温时Bs会下降，同时为防止合闸瞬间高频变压器饱和，选定Bm=1/3Bs=0.15T。
3计算并确定磁芯型号
磁芯的几何截面积S和磁芯的窗口面积Q与输出功率Po存在一定的函数关系。
对于半桥变换器，当脉冲波形近似为方波时为
（3-1）
SQ=叨04
2汉fs減Bm
关，一般为0.1〜0.5左右。
各参数的单位是：
Po-W,s—cm2,Q—cm2,Bm—T,fs—Hz,j—Acm2。
取Po=640W,
Ku=0.3,j=300A/cm2,n=0.8Bm=0.15T，代入式3-1得SQ=4.558cm4。
由厂家手册知，EE55磁芯的S=3.54cm2,Q=3.1042cm2,则SQ=10.9cm4,EE55磁芯的
SQ值大于计算值，选定该磁芯。
3）计算原副边绕组匝数
按输入电压最低及输出满载的情况（此时占空比最大）来计算原副边绕组匝数，已知
Umin=176V经整流滤波后直流输入电压Udmin=1.2>176=211.2V。
对于半桥电路、功率变
压器初级绕组上施加的电压等于输入电压的一半，即Upmin=Udmin/2=105.6V，设最大占定
比Dmax=0.9，则
1
tonmax=—xTxDmax=9.0^s
464
Upminxtonmax>10=105.69.0^0x10
代入公式得
路压降，取0.3V，则
Uf
N2=XN1=1.8匝
UPminDmax
为了便于变压器绕制，次级绕组取为2匝，则初级绕组校正为：
N1=10匝。
4）选定导线线径
在选用绕组的导线线径时，要考虑导线的集肤效应，一般要求导线线径小于两倍穿透深度，而穿透深度△由式
（2）决定
（3-2）
式中：
3=2n；卩为导线的磁导率，对于铜线相对磁导率卩r=1J则卩=卩OXyr=1n却/m；
丫为铜的电导率，丫=58X0~60m。
变压器工作频率50kHz，在此频率下铜导线的穿透深度为△=0.2956nm，因此绕组线
径必须是直径小于0.59mm的铜线。
另外考虑到铜线电流密度一般取3〜6Amm2，故这
里选用0.56mm的漆包线8股并联绕制初级共10匝，次级选用厚0.15mm扁铜带绕制2匝。
3.4辅助电源
辅助电源采用RCC变换器（RingingChokeConverter）,见图3-2。
其输入电压为交流
220V整流滤波电压，输出直流电压为12.5V，输出直流电流为0.5A。
电路中Q8和变压器
3.5驱动电路
驱动电路如图3-3所示。
TL494输出50kHz的脉冲信号，通过高频脉冲变压器耦合去驱动功率MOS管。
Fl也Mil
图3-3
¥
EE19
Du
（iwrj
驱动电路原理图
次级脉冲电压为正时，MOS管导通，在此期间Q7截止，由其构成的泄放电路不工作。
当次级脉冲电压为零时，则Q7导通，快速泄放MOS管栅级电荷，加速MOS管截止。
R70是用于抑制驱动脉冲的尖峰，R68、D15、R67可以加速驱动并防止驱动脉冲产生振荡。
D17和与它相连的脉冲变压器绕组共同构成去磁电路。
3.6PWM控制电路
控制电路采用通用脉宽调制器TL494，具有通用性和成本低等优点，见图3-4。
图3-4开关电源原理图
输出电压经R40、RV2、RV1、R41进行分压采样，经R5阻抗匹配后送到TL494脚1。
RV1装在电源前面板上用于实现输出电压的调节。
R103和C14将输出电感L1前信号采样,经R5送到TL494脚1，用于提高电源稳定度，消除L1对环路稳定性影响。
3.7风扇风速控制电路
风扇风速控制电路见图3-5。
利用二极管正向管压降随温度升高而呈下降趋势的特性,将D9、D10做为散热器温度采样器件。
方法是将D9、D10两二极管紧靠在散热器上，当散热器随输出功率加大而温度升高时,运放N2A正相输入端电平降低，输出低电平使三极管Q3开始导通，风机上电压升高，转速升高，最终到达最高转速。
当负载较轻，使散热器温度低于50C时，N2A输出高电平,
Q3不导通，辅助电源12.5V经电阻R57降压给风机供电，风机处于低速、低噪声运行状
态。
此电路可以提高风机工作寿命，增加电路可靠性，亦可在小负载情况下，减少风机带来的噪声。
图3-5风扇风速控制电路
3.8过流保护电路
为增强电源可靠性，此电源采用初、次级两级过流保护。
初级采用电流互感器CT1检
测初级变压器电流，检测出的电流信号经R60转为电压信号后，再经D2〜D4,C9整流滤
波后，经过电位器RV3分压，反相器N3反相后加在Q1管基极。
当初级电流超过正常时,反相器反转，Q1管导通，将VREF=5V的高电平加在TL494脚4上（脚4为TL494死区控制脚、高电平关断），TL494关断。
输出直流总线上过流保护，采用R45〜R56电阻做为采样电阻，当输出电流增加时脚15电平变低，当输出电流大于40A的105%时，TL494的内部运放动作，脚3电平升高,
限制输出脉宽增加，电源处于限流状态
4结语
交流电压经过EMI滤波及整流滤波后，得到约的直流电压加到半桥变换器上，用脉宽调制电路产生的双列脉冲信号去驱动功率MOS管，通过功率变压器的耦合和隔离作用在
次级得到准方波电压，经整流滤波反馈控制后可得到稳定的直流输出电压。
这是该开关电
源的基本工作原理。
通过风扇风速控制电路来控制工作温度以及PWM控制电路的应用可
以提高电源的稳定度。
所以该开关稳压电源具有可靠性高、成本低的优点，其效率>8%,
纹波优于30mV，由于时间仓促，有些地方难免有不足和疏漏之处，请指导教师加以指点以便进一步的提高和改进。
参考文献
[1]
叶治政,叶靖国.开关稳压电源[M].北京：
高等教育出版社.1998.
何希才.新型开关电源及其应用[M].北京：
人民邮电出版社.1996.黄永定.电子实验综合实训教程[M].北京：
机械工业出版社，2004.
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