励磁系统原理解读Word文件下载.docx
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1-3励磁系统的分类
励磁系统的分类有两种分类方式。
其一是按照有无旋转励磁机来分，其二是按照功率电源的取向来分。
按照有无旋转励磁机的分类方式有如下类型：
有刷励磁
旋转励磁方式无刷励磁
混合式励磁方式
二极管整流励磁方式
静止励磁方式可控硅整流励磁方式
混合式整流励磁方式
按照功率电源的取向分类时有如下类型：
自并励
交流侧串联自复励
自励方式交流侧并联自复励
直流流侧串联自复励
自复励直流流侧串联自复励
励磁机供电方式（包括直流励磁机和交流励磁机）
他励方式二极管整流方式
厂用交流电源供电方式可控硅整流方式
其他供电方式
在上述众多的分类中，有许多方式已经被淘汰，有些尽管还在使用，但终究会被淘汰。
如交流侧并联自复励方式。
还有交流侧串联自复励方式现在已经很少使用。
由于葛洲坝电厂的全部机组都采用了自励静止可控硅整流励磁方式，下面简单介绍他的主要接线方式。
FMK
LFLH
ZBPT
SCR
自动励磁调节器（AVR）
图1-1（a）静止可控硅整流自并励励磁系统接线图
在图1-1（a）的接线中，整流功率柜的阳极电源是经过励磁变压器ZB直接从发电机机端取得的。
所谓自励系统就是由发电机直接提供励磁电源。
由于励磁变压器是单独并联在发电机机端，并且采用了静止可控硅整流，故图1-1（a）称为静止可控硅整流自并励方式。
由图1-1（a）可以看出，此种方式的接线非常简单，使用的设备也较少，受到用户普遍欢迎，是世界上用的最多的一种方式。
当然，此种方式也存在一定问题，这将在后面的内容种论述。
CB
GZ
KZ
图1-1（b）静止可控硅整流直流并联自复励励磁系统接线图
GZKZ
图1-1（c）静止可控硅整流直流串联自复励励磁系统接线图
KZ
图1-1（d）静止可控硅整流交流侧串联自复励励磁系统接线图
DK
GZ自动励磁调节器（AVR）
图1-1（e）静止硅整流交流侧并联自复励励磁系统接线图
我们可以比较一下上面5种接线方式的励磁系统，其中接线最简单，使用设备最少的是静止可控硅自并励系统，其他几种接线都需要增加一台功率变流器（或称为励磁变流器）CB，显然增加了接线的复杂性和设备的投资。
而在直流侧无论是并联还是串联都需要另外增加一套整流装置，这个投资显然是最大的。
交流侧并联自复励方式由于不能控制整流功率装置，其调节效果显见不会很理想，因此，许多设计干脆取消对电抗器的控制，或者采用发电机的谐波绕组进行自励恒压。
上述5种励磁接线方式中，a类适合于所有的同步发电机，b、c类适合于中小型同步发电机，d类适合于大型同步发电机，e类只适合于小型同步发电机。
1-4自并励与自复励系统性能比较
现代同步发电机的励磁系统大量地使用了静止可控硅自并励和自复励方式，在静态情况下无论是自并励还是自复励都有较好的调节、控制特性。
所以出现两种不同的方式，主要的问题是他们在发电机近端短路时的性能有一定差异。
自并励系统中，接线简单，设备投资少是他最大的优势，但人们担心自并励系统在发生发电机近端短路时的强励能力，这也确实是自并励系统最大的毛病。
当发电机近端短路时，机端电压衰减的非常严重，强励装置动作时可能因为阳极电压太低而达不到所要求的强励顶值，以致延误事故处理的时机，引起发电机的损坏。
自复励系统中，尽管接线较复杂，投资也较大，但由于有功率变流器的作用，当发生发电机近端短路时，可以利用发电机的短路电流提供强励电压，保持较高的强励顶值倍数，确保继电保护装置迅速切除故障，保证发电机的安全。
此外，交流侧串联型自复励系统还有一个最大的优点是这种接线具有无功功率相位自动补偿作用，使发电机的运行更加稳定。
但是，自复励尤其是交流侧串联型自复励系统的阳极电源系统较复杂，功率变流器的二次电抗使得阳极回路的电抗值相对自并励来说要大的多，引起的副作用较强烈。
由于现代继电保护技术的发展，已经能够在几十个毫秒内将发电机的故障切除，因此，自并励系统因强励顶值倍数不足的问题已经不会严重地影响继电保护装置工作，所以近十几年来，自并励系统得到越来越广泛的应用。
相反，自复励系统存在的问题却没有得到很好的解决，受到的制约也越来越严重，世界上几乎已经没有再生产交流侧串联型自复励系统。
1-5自动励磁调节器的发展与进步
早期的自动励磁调节器无论在设备的体积还是在技术含量上都不能与现代自动励磁调节器相提并论。
自动励磁调节器从机电型到电磁型再到电子型直至现代的微机型，其间的技术发展可以说是翻天覆地的。
最早的自动励磁调节器只能对串联于发电机转子的磁场变阻器进行控制，其调节速度是非常缓慢的，充其量是个能够代替人工调节发电机电压的机械手。
电磁型自动励磁调节器在励磁系统的发展过程中占有很重要的位置，统治励磁系统时间最长。
它主要是利用电磁元件组成励磁调节器的各个环节和单元，而电磁型调节器在很大程度上是依赖于整流器件的发展而发展起来的，因此早期的电磁型调节器的输出功率是非常有限的，这是因为那时的整流元件本身功率也很小，所以那时的励磁调节器只能叫作电压校正器，励磁系统的主要功率部分只能是直流励磁机。
电压校正器利用调节直流励磁机的输出来间接调节发电机电压。
这个时代最典型的调节器是带有无功功率自动补偿的相复励调节器。
世界进入电子时代以后，大功率整流器件和半导体元件的发展促进了自动励磁调节器的发展，励磁系统发展成为静止整流型，自动励磁调节器发展成为半导体器件型，在半导体器件型中还经历了分立器件和集成电路两个阶段。
在这个时代，励磁控制技术同时也得到了飞速的发展，用半导体模拟电路实现的许多功能已经非常完善，励磁控制理论的许多成果都得到了应用。
如PI调节，PID调节，PID加PSS控制等。
但模拟电路本身存在的问题以及调节时间较慢仍然制约着模拟电路励磁调节器的发展。
由于模拟电路自动励磁调节器目前仍然在许多发电机系统中得到应用，今后能够发展到什么程度现在预言为时过早。
世界进入电脑时代以后，自动励磁调节器的发展可以说进入了最好的发展时期，新装置层出不穷。
硬件上从单片机到单板机，从8位机到16位机，现在已经用到32位机，档次愈来愈高。
软件上从单功能到多功能，从单一调节到复合控制，世界上最先进的励磁控制理论现在全部可以在微机型自动励磁调节器上得到实现，甚至许多过去非常传统的硬件配置都用软件功能来实现，从而大大减少了硬件设备，也使装置的故障率大大降低。
微机型自动励磁调节器的应用，不仅解决了发电机系统本身的一些问题，同时也使发电厂无功功率成组调节成为可能和特别方便，也使发电机工况的监视更加方便和直观。
二．功率整流装置
功率整流装置是励磁系统中主要的设备和环节。
旧式直流励磁机励磁方式的功率整流是励磁机的整流子（换向器），现代励磁系统的整流功率装置是静止（或旋转）整流二极管或静止可控硅整流管。
功率整流装置可以使用单相整流电路，也可以使用三相整流电路，甚至也有使用六相整流电路的。
熟练掌握各种整流电路是从事励磁工作的前提条件。
2-1单相整流电路
单相整流电路是最常用的整流电路，也是其他整流电路的基础。
a．单相半波整流电路接线图（见图2-1）
BGZUd
id
Ude2e2
ACe1e2zRUd
t
（a）（b）
图2-1单相半波整流电路原理图
b．电路工作原理
如图2-1所示，单相半波整流电路仅使用了一只整流二极管。
由于二极管具有单向导电性，当e2加在二极管两端时，只有正半波能够通过GZ，在负载电阻R上获得如图2-1（b）所示的波形。
由于只有半个周期的e2电压加在R上，因此：
整流输出电压平均值：
Ud=0.45E2——（2-1）
整流输出电流平均值：
Id=0.45E2/R——（2-2）
如果将二极管换成可控硅元件，则：
Ud=Ud0[（1+COS）/2]——（2-3）
Id=0.45E2/R=（2E2/2R）·
（1+COS）——（2-4）
式中：
Ud0——=00时，R上获得的最大平均电压。
当负载为感性元件时，输出端由于电感产生自感电势，负载两端会出现负值电压，为了克服这一点，应当在负载端并联续流二极管（如图中虚线所示二极管），以防止过高的反电势击穿整流二极管。
b．单相全波桥式整流电路接线图（见图2-2）
Ude2-e2e2-e2
ACe1e2RUd
图2-2单相全波桥式整流电路原理图
全波整流电路由于将e2的负半波也利用了，故输出电压的平均值较半波整流要大一倍，所以：
Ud=0.9E2——（2-5）
Id=0.9E2/R——（2-6）
2-2三相桥式整流电路
A.三相桥式不可控整流电路（见图2-3）
B135id
a
bUdR（a）
c
462
e2eaebec
0t
（b）
t0t1t2t3t4t5t6
Ud
cbabacbcbacacbab
Ud
（c）
图2-3三相桥式不可控整流电路
在t0～t1期间，由于a相电位最高，而b相电位最低，因此D1与D6元件处于正向偏置状态，构成aD1RD6b0a的电流通路，输出端获得Ud=Uab的电压波形。
如图2-3中所示。
在t1～t2期间，a相电位由最大值开始下降，但仍然较其他相高，而此时c相电位却是最低的，因此构成了aD1RD2c0a的电流通路，输出端获得Ud=Uac的电压波形。
在t2～t3期间，b相电位升为最高，最低的仍然是c相，因此构成bD3RD2c0b的电流通路，输出端获得Ud=Ubc的电压波形。
依此类推，可得到Ud=Uba，Ud=Uca，Ud=Ucb，Ud=Ubc。
连接他们即可获得图2-3（C）中粗实线所示的输出电压在一个周期内的全部波形。
由于输出电压是脉动电压，因此，在负载R上获得的输出电压平均值就如图2-3（C）中平直线所示，显然它不会达到脉动电压的最大值。
由前面的分析知道，输出电压是由整流变压器二次线电压的瞬时值组成，因此有：
Ud=1.35U=2.34E2（2-5）
流过负载的平均电流：
Id=Ud/R（2-6）
由于在一个周期内整流元件各自轮流导通1200（1/3周期），故流过整流元件的平均电流为1/3Id。
B.三相桥式全控整流电路（见图2-4）
0a
e200eaebec
图2-4=00时三相桥式全控整流电路及输出电压波形
图2-4与图2-3相比，在电路结构上没有什么特别的地方，但使用的整流元件有所不同，如果不考虑可控硅控制角的影响，则图2-4与图2-3的结果是完全一样的，用于图2-3的分析方法可以用来分析图2-4电路。
但是，图2-4电路毕竟使用的是可控硅整流元件，因此它与图2-3就有一定的区别，下面具体分析图2-4的工作状况。
1）可控硅元件导通的必要条件
可控硅元件由阻断变为导通有三个必要条件：
a.可控硅的控制极必须有与阳极电压同相位的正向触发脉冲。
b.可控硅阳极与阴极之间必须有正向偏置电压。
c.可控硅元件获得的触发脉冲必须有足够的功率。
触发脉冲是可控硅元件导通的基本条件，否则也不成其为“可控”硅，但是，即使有了触发脉冲如果在相位上与可控硅元件上施加的阳极电压不对应也是徒劳的。
所谓“正向偏置”是指可控硅元件的阳极必须施加正电压，而阴极必须施加负电压，即阳极电压高于阴极。
其最小值必须高于可控硅元件的通态平均电压降。
如图2-5所示。
UYUT
U+U_
图2-5可控硅元件施加电压示意图
足够的触发脉冲功率也是可控硅导通的必要条件。
它是指触发脉冲的电压幅值和电流的幅值必须大于所使用的可控硅元件标称的触发电压和电流，如果触发脉冲的电压和电流达不到所使用的可控硅元件的要求，将使可控硅不能正常导通或者工作不可靠。
除此以外，由于每只可控硅整流元件在三相整流电路中需要工作1/3个周期，每次被触发时，从阻断到导通需要一定的时间，因此对脉冲的宽度也有一定要求，一般情况下应不小于600。
即使采用双脉冲触发方式，也应保证可控硅能够在整个工作期间可靠地被触发。
2）三相全控整流电路的两种工作状态
三相全控整流电路既可以工作于整流状态，也可以工作于逆变状态，下面具体分析这两种工作状态。
a.整流工作状态
当控制角在0～900范围内变化时，三相整流桥工作于整流状态。
当=00时，其工作状态与三相不可控整流桥完全一致，不可控电路的工作原理和分析方法均适合于=00时的三相全控桥，输出的直流电压波形也完全一样（见图2-4）。
当=300时，三相整流桥的工作状态与三相不可控整流电路有所区别，下面以图2-6为参考进行分析。
在线电压的0～300之间，由于无触发脉冲，可控硅不导通，输出侧无输出电压，输出波形出现断续波形。
在线电压的300位置，可控硅分别在d1，e1，f1，g1，h1，i1点被触发，正常时的输出电压波形如图2-6（b）粗实线所示。
可控硅元件的换流顺序是：
+a-b+a-c+b-c+b-a+c-a
+c-b，然后再重复循环。
阳极相电压的300位置是线电压的自然换流点，以此点为控制角的起始点，即00位置，在00位置触发可控硅时，整流桥有最大直流平均电压输出。
因此，如果以相电压作为同步电压时，一定要考虑到这300误差，否则将会造成可控硅失控。
00300
d1f1h1
（a）
e1g1i1
图2-6=300时三相桥式全控整流电路输出电压波形图
当=600时整流桥的状态是较特别的一种状态，此时输出波形正好在零线位置交换。
而在此之前，输出波形是在零线以上交换的，当600以后，输出波形则在零线以下交换。
=600时的输出波形见图2-7（b）。
00600
cbabacbcbacacb
图2-7=600时三相桥式全控整流电路输出电压波形图
如图2-7所示，可控硅元件+a-b，+a-c，+b-c，+b-a，+c-a，+c-b分别在t1，t2，t3，t4，t5，t6时刻被触发换流，获得的输出电压波形如图2-7（b）。
由于=600时三相桥式全控整流电路输出电压波形的特殊性，人们常常用来判断三相可控整流电路的控制角是否正确，这是一种非常实用的方法。
600900时，带感性负载的三相全控桥的输出波形不仅有正值，同时也有负值，但在此范围内，输出电压的平均值仍然呈现为正值，如图2-8所示。
00700
e2eat1t2t3ec
d1f1h1
e1g1i1（a）
（b）
图2-8600900时三相桥式全控整流电路输出电压波形图
由于电感元件的存在，当三相全控桥的控制角在600以后开始出现负值，其原因是感性元件具有存储磁场能量作用的缘故，当整流桥输出电压出现断续时，存储在感性元件中的能量将向交流电源侧释放，在整流桥输出侧呈现为负值，此种情况可用图2-9来说明。
·
m
B135id-
aeL
+
bUdR
．n
图2-9感性负载的三相全控桥等效电路图
当在600900的t1时刻给a相的SCR1以触发脉冲（参见图2-8），这时由于a相电位最高，SCR1将导通。
此时，虽然c相电位最低，但SCR2因无触发脉冲而不会导通。
但此时先前被触发导通的b相SCR6将继续保持导通状态。
即此时由SCR1与SCR6构成电流通路，输出电压为eab。
当t1时刻，输出电压逐渐降为0。
在t1时刻，由于输出电流有减小趋势，此时负载电感产生eL来企图阻止id的减少，因eL的方向与id的方向一致，故在输出侧呈现为负值电压，进而维持id继续流通。
在t1以后，虽然b相电位高于a相电位（即Uab0），但电感上的电势eL的绝对值高于eab，实际加在可控硅SCR1与SCR6上的阳极电压仍然为正，继续维持着电流id的通路，因此，在t1～t2时刻内，输出电压仍然维持在负值电压。
到t2时刻，c相电位仍然最低，此时-c相元件SCR2接受触发脉冲，接替SCR6换流，SCR1与SCR2构成新的电流通路，输出电压Ud=eac0。
此时虽然b相电位最高，但因没有触发脉冲而无法导通。
到t2以后，输出电压又出现负值，到t3时刻再变正，如此反复循环，到t6完成一个周期。
由于有负值的存在，随着角的增加，输出电压的平均值将逐渐减小，当=900时，正值与负值相等，此时输出端电压为0。
当角继续增加时，整流桥输出电压的平均值将出现纯负值的状态，此状态在专业术语中称为“逆变”，逆变状态将在以下内容中介绍。
根据对三相全控整流电路的理论计算，三相全控桥的输出电压平均值
Ud=1.35Uycos——（2-7）
Id=Ud/Rf=1.35Uycos/Rf——（2-8）
流过整流变压器副方绕组的电流是整流桥直流侧输出电路的0.817，即：
I2=0.817Id。
实际工作中，上述计算式和比例关系可以作为经验数据进行应用。
b.逆变工作状态
逆变是带感性负载的三相全控桥另外一种工作状态，逆变工作状态下，整流桥输出电压为负值。
实际上整流桥是不可能输出负值的，之所以输出的值反映出来为负值是因为有电感存在的缘故。
下面结合图2-10进行分析。
在900时，整流桥工作于整流状态，输出电压大于0。
此时若将控制角突然拉到大于900（假定为1200），整流桥的工作状态将立即发生变化。
假定在t2时刻SCR1因接受触发脉冲而导通，这时eab虽然过零开始变负，但电感L上阻止电流id减小的感应电势el也较大，使eleab仍为正，故SCR1与SCR6仍在正向阳极电压下工作，此时L上的感应电势与id的方向一致，电感线圈向交流侧发出功率（即释放电感线圈存储的磁场能量）。
由于交流侧电压的瞬时值eab与电流id方向相同，故此时交流侧吸收功率，既出现所谓“逆变”。
到t3时刻，c相SCR2接受触发脉冲，这时eac虽然进入负半周，但电感电势el仍然足够大，可以维持SCR1与SCR2的导通，继续向交流侧馈送磁场能量，如此反复轮流，直至电感线圈存储的能量不能继续维持SCR元件的导通为止，“逆变”结束。
c.逆变的失败与颠覆
所谓逆变的失败或颠覆是指三相整流桥在逆变过程中，因换流不成功而造成单相连续导通，使整流桥出现“逆变”“整流”“逆变”“整流”的反复工作状态。
出现逆变颠覆的主要原因有以下三种：
1）脉冲丢失。
2）控制脉冲角度过大，控制不合适。
3）整流元件故障，不能正常导通或截止。
在上述三种原因中，逆变控制角可以在设计过程中予以避免，只要充分考虑到可控硅换弧的角度并留有一定的裕量即可。
实际上，任何人也不会将逆变控制角设计到最大角使用。
脉冲丢失是逆变失败最多的原因。
在脉冲丢失的可能原因中，又因脉冲质量太差为最多，其次是脉冲功率偏小。
当脉冲丢失以后，可控硅元件因为不能被触发而无法换流，造成逆变颠覆。
整流元件故障是造成逆变颠覆的又一个原因。
整流元件存在故障时，在整流状态时反映为整流电压变低，调节系统可以通过减小控制角来增加输出。
但在逆变状态下却不能通过改变控制角来满足工况的要求。
故障元件在逆变状态下无法进行换流，造成逆变颠覆。
此外，整流桥其他元件故障也会造成与整流元件故障一样的故障现象，使逆变失败或颠覆。
逆变颠覆如果呈现为衰减状态，不会出现很大的问题，最终还是能够将电感线圈存储的能量全部释放完毕而结束逆变过程。
但如果逆变颠覆呈现为等幅震荡或增长状态则是很严重的，有可能造成整流元件甚至整个整流柜损坏，严重时可能还会造成电感线圈（转子绕组）的损坏，这是必须避免的。
001200
图2-10=1200时三相桥式全控整流电路输出电压波形图
C）三相全控整流桥的故障运行
作为励磁系统重要设备的三相全控整流装置，如果出现故障将严重影响整个励磁系统的正常运行，应当尽快处理。
下
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