三极管放大电路设计参数计算及静态工作点设置方法Word文档下载推荐.docx

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三极管Hi-Fi放大器的功率级大部分使用B类SEPP.OTL功率放大电路。

因为B类放大电路功率较高，最高达78.5%，除非是发烧级的音响，为求完美的不失真才会用A类。

就三极管的散热以及电源电路的容量，B类都比A类好很多。

PP电路中虽然有输出电路产生的偶次高谐波可互相抵销的优点，但实际上，主放大器推动PP电路中的A类驱动级就会产生二次高谐波，因此高谐波还是很多。

不过，B类PP电路为减少交叉失真，须特别注意偏压的稳定。

以下介绍几个代表性的B类SEPP.OTL电路

图a半对称互补OTL放大电路

图b全对称互补OTL放大电路

图一输入变压器式功放电路

输入变压器式SEPP电路如图一，利用输入变压器进行相位反转作用。

线路简单而中心电压又稳定，如果使用两电源方式，可简单剪掉输出电容器。

又，输出短路时，不容易流出大电流，对过载引起的破坏，有很大的防止作用。

不过因为输入变压器的影响，不能有较深的负反馈，所以不能获得较低的失真，在高频特性及失真会显著恶化是主要缺点。

图二CE分割方式

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如图二所示，利用三极管Q1集电极与发射极之相位相反进行反向的方式，与真空管的PK分割相同。

因为可以由NPN型三极管构成，所以很容易找到特性整齐的三极管。

但是，因为有电路比较复杂，需用的交连电容多，低频特性不好，所以一直不能成为主流的电路。

图三互补方式

如图三所示，利用NPN与PNP型三极管之组合作为相位相反兼驱动的电路，三极管放大器几乎都使用这种方式。

因为电路直接交连，相位偏差少，且可以有较大的负反馈，所以容易作成超低失真度的放大器。

可以获得Intermodulation少，输出组抗低等优点。

然而，过载时有非常大的电流经过输出三极管，因此必须有适当的保护电路。

从防止被破坏来讲，这点很不利。

此外，输出三极管之偏压须经过稳定化，对于电源电压之变动及温度变化须做适当补偿。

输出三极管虽然亦有采用NPN和PNP型组合的纯互补电路，但是大输出的PNP硅晶体现在很贵，不容易买到，所以较少采用。

利用硅NPN及锗PNP三极管组合的纯互补电路，上下对称特性虽然较差，但因为线路单纯，所以最常被使用。

现在就图三的电路图作说明。

图三是互补式放大器第二级后的电路。

Q1为A类驱动级，利用VR1偏压调整，改变Q1的集电极电流，将中心电压调整到Vcc的1/2。

因为利用R2从Q1的集电极（约与中间电压同电位）进行DC负反馈加以稳定化，因此只要电路常数选择的当，中间电压几乎没有调整的必要。

二极管与VR2用来改变Q2与Q3的基极偏压，进而调整Q4及Q5的无信号电流。

无信号电流在Pc100W级的三极管以30~50mA，Pc25W级的三极管以20~30Am最恰当。

Q3，Q4负责信号的上半部，Q2，Q5负责信号的下半部，分别交替进行动作。

因此，无信号电流如果太少，即出现跨越失真，上下信号之接和部分变形。

无信号电流如过多，则损失增多，产生热的问题，

图四交连双电源无电容式方式

从图四可知，将互补式电路的初级改成差动放大，使电源电压即使有变动，中间电压亦能保持零电位的电路，就是直接交连二晶体无电容方式。

因为没有输出电容，所以低频部分阻尼特性非常好，即使1KHz附近的波形，亦可完整而极少失真的再现。

但是，加上电源时，中间电压的稳定度会有问题，Q1，Q2的差动放大级与Q3的A类驱动级，电路常数应适当选择，使加上电源时，尽可能由低电压开始动作。

负反馈与阻尼因数，放大器的阻尼因数以DF=RL/Zout表示，因此，输出阻抗越低的放大器DF越好，不加负反馈的互补电路，输出阻抗为1~5Ω。

使用complementary电路放大器，输出阻抗很容易做到0.1Ω以下。

OTL电路当电源加入时，输出电容瞬间被充电，因此一下子会有很大的冲击。

防止这个冲击的方法，就是使中间电压慢慢上升，图四即为此种电路的例子。

使用三极管的功率放大器为防止热失控，须进行温度补偿。

顺便补充一下前面说过的互补式电路的温度补偿。

三极管温度一上升，电流亦增加，此增加部分可用二极管，热电阻或三极管等进行补偿。

因为补偿可以减少跨越失真，因此，可以达到稳定无信号电流的作用。

对于电源电压的变动亦有稳定化的必要。

图六为利用热敏电阻及三极管作补偿之例，具有非常优秀的特性。

图六温度补偿方式

频率特性以及功率频带宽度，频率特性为判断放大器好坏一个很重要的因素，通常以输入方波的方式看输出的波型来看频率特性。

图九是一特性平坦的放大器，波型右侧微微成直线下斜是因为10Hz附近频率特性下降的缘故。

图十之波形上升部分略成圆钝，表示中频的100~500Hz部分特性略有起伏变化。

图11之方波频率为10KHz，输出波形非常漂亮，此放大器之特性至少从1KHz到50KHz附近均完全平坦。

图12因为30Khz附近之频率特性下降，所以上升部份成圆钝状。

因为这些方波特性可以直接表现出频率特性的好坏，所以非常重要。

如果输出波形有Ringing现象，表示高频特性有peak存在。

假设输出50W的放大器从10Hz~30KHz间频率特性衰减在3dB内，则输出功率在25W以上范围可从10Hz~30KHz，此即放大器的功率频带宽度。

功率频带宽度对放大器的超低音及超高音部分很重要。

低频部分特性由电源电容及输出电容决定，高级放大器使用大容量的电容就是这个原因。

如图所示为互补对称式OTL功率放大电路。

T2为一只NPN型功率晶体管，T3为一只PNP型晶体管，它们组成互补推挽输出管，T1为电压放大激励管。

信号经过C1耦合送入T1进行放大后，从T1集电极产生的信号正半周使T2导通，负半周则使T3导通，经过放大后的信号通过电容C3后输出至扬声器。

电路中电容C2为自举电容，它和R2及R3组成自举电路，使B点的电位随输出电压的增高而增高，扩大了电路的动态范围。

什么是-OTL电路

OTL互补对称放大电路

上述的OCL电路需要两个电源，为了省去一个电源，可采用如图6-33所示的无输出变压器的互补对称放大电路，简称OTL电路。

该电路用一个容量较大的耦合电容C代替了图6-30中的作用。

静态时，由于两管的基极均无偏流，所以T1和T2均处于截止状态，电路工作于乙类。

由于电路的对称性，两管发射极的静态电位

，电容器上的直流电压也等于

。

图6-33OTL互补对称放大电路

在输入信号的正半周，T1导通、T2截止、由电源EC提供的集电极电流iC1正向流过负载RL；

在输入信号的负半周，T1截止，T2导通，此时代替电源的电容器C通过导通的T2放电，集电极电流iC2反向流过负载RL。

由图6-33可知，当T1导通时，电容C被充电，其上电压为。

当T2导通时，C代替电源通过T2放电。

但是，要使输出波形对称，即要求（大小相等，方向相反），必须保持C上的电压为，在C放电过程中，其电压不能下降过多，因此C的容量必须足够大。

上述互补对称电路要求有一对特性相同的NPN和PNP型的输出功率管。

在输出功率较小时，比较容易选配这对晶体管，但在要求输出功率较大时，就难于配对，因此采用复合管。

图6-34列举了两种类型的复合管。

图6-34复合管

首先以图6-34（a）的复合管为例，讨论复合管的电流放大系数。

因

可得复合管的电流放大系数为

其次，从图6-34（b）可以看出，复合管的类型与第一个晶体管T1相同，而与后接晶体管T2的类型无关。

图6-35是一个由复合管组成的OTL互补对称放大电路。

将复合管分别看成一个NPN型和一个PNP型晶体管后，该电路与图6-33所示的电路完全相同。

图6-35由复合管组成的OTL互补对称电路

显然，图6-33和图6-35所示的电路都工作在乙类状态，若要避免交越失真，也应设置适当的偏置电路。

什么是OCL电路?

OCL电路的优点及缺点

OCL是英文OutputCapacitorless的缩写，意思是“没有输出电容器”的功放电路。

OCL电路是指无输出耦合电容的功率放大电路。

OCL电路的优缺点：

OCL电路具有体积小重量轻，成本低，且频率特性好的优点。

但是它需要两组对称的正、负电源供电，在许多场合下显得不够方便。

OCL电路是一种互补对称输出的单端推挽电路，为甲乙类电路工作方式，是由OTL（无输出变压器）电路改进设计而成的。

它的特点是：

前置、推动、功放及至负载扬声器全部都是直流耦合的，即省略了匹配用的输入、输出变压器，也省略了输出电容器，克服了低频时电容器容抗使扬声器低频输出下跌，低频相移的不足，以及浪涌电流对扬声器的冲击，避免了扬声器对电源不对称，使正负半周幅度不同而产生的失真，成为当今大功率放音设备的主流电路。

但是，整个放大电路的直耦方式，也成为电路的最大弊端：

当某一级电路某一点出现故障时，多数情况下都将造成其余放大级电路静态工作点的牵连变化，出现无声、声音失真、沙哑甚至烧机，给检测、判断故障增加了很大难度。

有时一个小小的失误或考虑不周，就造成大面积的烧机，损失严重，让人不敢开机。

音频信号经C1输入到BG1进行前置放大，再由c极输出到BG3的b极进行推动放大，然后由BG4、BG5推挽功率放大，再推动扬声器发声。

为了保证功放对管中点恒定为零电位，电路中还加有负反馈电路，由输出中点取样经R4加到差动放大管BG2，其过程是：

中点Uo—R4—BG2基极—BG2发射极—BG1发射极—BG1集电极—BG3基极—BG3集电极—Uo，通过相关电压、电流的变化，使中点Uo电压趋于零电位，保证了电路的稳定性。

BTL（Bridge-Tied-load）放大器

BTL（Bridge-Tied-load）意为桥接式负载。

负载的两端分别接在两个放大器的输出端。

其中一个放大器的输出是另外一个放大器的镜像输出，也就是说加在负载两端的信号仅在相位上相差180°

负载上将得到原来单端输出的2倍电压。

从理论上来讲电路的输出功率将增加4倍。

BTL电路能充分利用系统电压，因此BTL结构常应用于低电压系统或电池供电系统中。

在汽车音响中当每声道功率超过10w时，大多采用BTL形式。

BTL形式不同于推挽形式，BTL的每一个放大器放大的信号都是完整的信号，只是两个放大器的输出信号反相而已。

用集成功放块构成一个BTL放大器需要一个双声道或两个单声道的功放块。

BTL基本电路如图3－17所示。

此电路的工作情况如下。

BTL电路工作原理图

静态时由于四个三极管对称，UA＝UB＝UCC／2，因此uo＝0。

当输入正弦信号ui为正半周时，在两路反相输入信号ui、－ui的作用下，VT1和VT4同时导通，RL上获得正半周信号；

ui为负半周时，VT2和VT3同时导通，RL上获得负半周信号。

理想情况下，设管子的UCES＝0，则uo的峰值为UCC，输出的最大功率为

比OTL电路提高了4倍。

实现两路输入信号反相可以有多种方案，例如可利用差动放大电路的两个输出端获得，也可以利用单管放大电路从集电极和发射极获得两个极性相反的信号。

BTL电路综合了OTL和OCL接法的优点，汲取了OCL无输出电容的优点，避免了电容对信号频率特性的影响，BTL电路可以使用单电源也可以使用双电源。

这些改进的措施使它逐渐成为当代功放电路的主流，并为功率放大电路的集成化创造了条件。

说一下掌握三极管放大电路计算的一些技巧

放大电路的核心元件是三极管,所以要对三极管要有一定的了解。

用三极管构成的放大电路的种类较多,我们用常用的几种来解说一下（如图1）。

图1是一共射的基本放大电路,一般我们对放大路要掌握些什么内容?

（1）分析电路中各元件的作用;

（2）解放大电路的放大原理;

（3）能分析计算电路的静态工作点;

（4）理解静态工作点的设置目的和方法。

以上四项中,最后一项较为重要。

图1中,C1,C2为耦合电容,耦合就是起信号的传递作用,电容器能将信号信号从前级耦合到后级,是因为电容两端的电压不能突变,在输入端输入交流信号后,因两端的电压不能突变因,输出端的电压会跟随输入端输入的交流信号一起变化,从而将信号从输入端耦合到输出端。

但有一点要说明的是,电容两端的电压不能突变,但不是不能变。

R1、R2为三极管V1的直流偏置电阻,什么叫直流偏置?

简单来说,做工要吃饭。

要求三极管工作,必先要提供一定的工作条件,电子元件一定是要求有电能供应的了,否则就不叫电路了。

在电路的工作要求中,第一条件是要求要稳定,所以,电源一定要是直流电源,所以叫直流偏置。

为什么是通过电阻来供电?

电阻就象是供水系统中的水龙头,用调节电流大小的。

所以,三极管的三种工作状态“:

载止、饱和、放大”就由直流偏置决定,在图1中,也就是由R1、R2来决定了。

首先,我们要知道如何判别三极管的三种工作状态,简单来说,判别工作于何种工作状态可以根据Uce的大小来判别,Uce接近于电源电压VCC,则三极管就工作于载止状态,载止状态就是说三极管基本上不工作,Ic电流较小（大约为零）,所以R2由于没有电流流过,电压接近0V,所以Uce就接近于电源电压VCC。

若Uce接近于0V,则三极管工作于饱和状态,何谓饱和状态?

就是说,Ic电流达到了最大值,就算Ib增大,它也不能再增大了。

以上两种状态我们一般称为开关状态,除这两种外,第三种状态就是放大状态,一般测Uce接近于电源电压的一半。

若测Uce偏向VCC,则三极管趋向于载止状态,若测Uce偏向0V,则三极管趋向于饱和状态。

理解静态工作点的设置目的和方法

放大电路,就是将输入信号放大后输出,（一般有电压放大,电流放大和功率放大几种,这个不在这讨论内）。

先说我们要放大的信号,以正弦交流信号为例说。

在分析过程中,可以只考虑到信号大小变化是有正有负,其它不说。

上面提到在图1放大电路电路中,静态工作点的设置为Uce接近于电源电压的一半,为什么?

这是为了使信号正负能有对称的变化空间,在没有信号输入的时候,即信号输入为0,假设Uce为电源电压的一半,我们当它为一水平线,作为一个参考点。

当输入信号增大时,则Ib增大,Ic电流增大,则电阻R2的电压U2=Ic×

R2会随之增大,Uce=VCC-U2,会变小。

U2最大理论上能达到等于VCC,则Uce最小会达到0V,这是说,在输入信增加时,Uce最大变化是从1/2的VCC变化到0V.

同理,当输入信号减小时,则Ib减小,Ic电流减小,则电阻R2的电压U2=Ic×

R2会随之减小,Uce=VCC-U2,会变大。

在输入信减小时,Uce最大变化是从1/2的VCC变化到VCC。

这样,在输入信号一定范围内发生正负变化时,Uce以1/2VCC为准的话就有一个对称的正负变化范围,所以一般图1静态工作点的设置为Uce接近于电源电压的一半。

要把Uce设计成接近于电源电压的一半,这是我们的目的,但如何才能把Uce设计成接近于电源电压的一半?

这就是的手段了。

这里要先知道几个东西,第一个是我们常说的Ic、Ib,它们是三极管的集电极电流和基极电流,它们有一个关系是Ic=β×

Ib,但我们初学的时候,老师很明显的没有告诉我们,Ic、Ib是多大才合适?

这个问题比较难答,因为牵涉的东西比较的多,但一般来说,对于小功率管,一般设Ic在零点几毫安到几毫安,中功率管则在几毫安到几十毫安,大功率管则在几十毫安到几安。

在图1中,设Ic为2mA,则电阻R2的阻值就可以由R=U/I来计算,VCC为12V,则1/2VCC为6V,R2的阻值为6V/2mA,为3KΩ。

Ic设定为2毫安,则Ib可由Ib=Ic/β推出,关健是β的取值了,β一般理论取值100,则Ib=2mA/100=20#A,则R1=（VCC-0.7V）/Ib=11.3V/20#A=56.5KΩ,但实际上,小功率管的β值远不止100,在150到400之间,或者更高,所以若按上面计算来做,电路是有可能处于饱和状态的,所以有时我们不明白,计算没错,但实际不能用,这是因为还少了一点实际的指导,指出理论与实际的差别。

这种电路受β值的影响大,每个人计算一样时,但做出来的结果不一定相同。

也就是说,这种电路的稳定性差,实际应用较少。

但如果改为图2的分压式偏置电路,电路的分析计算和实际电路测量较为接近。

在图2的分压式偏置电路中,同样的我们假设Ic为2mA,Uce设计成1/2VCC为6V。

则R1、R2、R3、R4该如何取值呢。

计算公式如下:

因为Uce设计成1/2VCC为6V,则Ic×

（R3+R4）=6V;

Ic≈Ie。

可以算出R3+R4=3KΩ,这样,R3、R4各是多少?

一般R4取100Ω,R3为2.9KΩ,实际上R3我们一般直取2.7KΩ,因为E24系列电阻中没有2.9KΩ,取值2.7KΩ与2.9KΩ没什么大的区别。

因为R2两端的电压等于Ube+UR4,即0.7V+100Ω×

2mA=0.9V,我们设Ic为2mA,β一般理论取值100,则Ib=2mA/100=20#A,这里有一个电流要估算的,就是流过R1的电流了,一般取值为Ib的10倍左右,取IR1200#A。

则R1=11.1V/200#A≈56KΩR2=0.9V（/200-20）#A=5KΩ;

考虑到实际上的β值可能远大于100,所以R2的实际取值为4.7KΩ。

这样,R1、R2、R3、R4的取值分别为56KΩ,4.7KΩ,2.7KΩ,100Ω,Uce为6.4V。

在上面的分析计算中,多次提出假设什么的,这在实际应用中是必要的,很多时候需要一个参考值来给我们计算,但往往却没有,这里面一是我们对各种器件不熟悉,二是忘记了一件事,我们自己才是用电路的人,一些数据可以自己设定,这样可以少走弯路。