高频实验报告.docx

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高频实验报告

三峡大学高频实验报告

院系：

理学院

专业：

光信息科学与技术

姓名：

学号：

完成时间：

2012/12/25

实验三二极管的双平衡混频器

一、实验目的

1、掌握二极管的双平衡混频器频率变换的物理过程。

2、掌握晶体管混频器频率变换的物理过程和本振电压V0和工作电流Ie对中频转出电压大小的影响。

3、掌握集成模拟乘法器实现的平衡混频器频率变换的物理过程。

4、比较上述三种混频器对输入信号幅度与本振电压幅度的要求。

二、实验内容

1、研究二极管双平衡混频器频率变换过程和此种混频器的优缺点。

2、研究这种混频器输出频谱与本振电压大小的关系。

三、实验仪器

1、信号源模块1块

2、频率计模块1块

3、3号板1块

4、7号板1块

5、双踪示波器1台

四、实验原理与电路

1、二极管双平衡混频原理

图3-1二极管双平衡混频器

二极管双平衡混频器的电路图示见图3-1。

图中VS为输入信号电压，VL为本机振荡电压。

在负载RL上产生差频和合频，还夹杂有一些其它频率的无用产物，再接上一个滤波器（图中未画出）

二极管双平衡混频器的最大特点是工作频率极高，可达微波波段，由于二极管双平衡混频器工作于很高的频段。

图3-1中的变压器一般为传输线变压器。

二极管双平衡混频器的基本工作原理是利用二极管伏安特性的非线性。

众所周知，二极管的伏安特性为指数律，用幂级数展开为

当加到二极管两端的电压v为输入信号VS和本振电压VL之和时，V2项产生差频与和频。

其它项产生不需要的频率分量。

由于上式中u的阶次越高，系数越小。

因此，对差频与和频构成干扰最严重的是v的一次方项（因其系数比v2项大一倍）产生的输入信号频率分量和本振频率分量。

用两个二极管构成双平衡混频器和用单个二极管实现混频相比，前者能有效的抑制无用产物。

双平衡混频器的输出仅包含（pωL±ωS）（p为奇数）的组合频率分量，而抵消了ωL、ωC以及p为偶数（pωL±ωS）众多组合频率分量。

下面我们直观的从物理方面简要说明双平衡混频器的工作原理及其对频率为ωL及ωS的抑制作用。

（a）

（b）

图3-2双平衡混频器拆开成两个单平衡混频器

在实际电路中，本振信号VL远大于输入信号VS。

在VS变化范围内，二极管的导通与否，完全取决于VL。

因而本振信号的极性，决定了哪一对二极管导通。

当VL上端为正时，二极管D3和D4导通，D1和D2截止；当上端为负时，二极管D1和D2导通，D3和D4截止。

这样，将图3-1所示的双平衡混频器拆开成图3-2（a）和（b）所示的两个单平衡混频器。

图3-2（a）是VL上端为负、下端正期间工作；3-2（b）是VL上端为正、下端为负期间工作。

由图3-2（a）和（b）可以看出，VL单独作用在RL上所产生的ωL分量，相互抵消，故RL上无ωL分量。

由VS产生的分量在VL上正下负期间，经D3产生的分量和经D4产生的分量在RL上均是自下经上。

但在VL下正上负期间，则在RL上均是自上经下。

即使在VL一个周期内，也是互相抵消的。

但是VL的大小变化控制二极管电流的大小，从而控制其等效电阻，因此VS在VL瞬时值不同情况下所产生的电流大小不同，正是通过这一非线性特性产生相乘效应，出现差频与和频。

2、电路说明

如图3-3所示是四只性能一致的二极管组成环路，具有本振信号VL输入J5和射频信号输VS输入J2，它们都通过变压器将单端输入变为平衡输入并进行阻抗变换，TP6为中频输出口，是不平衡输出。

图3-3二极管双平衡混频

在工作时，要求本振信号VL>VS。

使4只二级管按照其周期处于开关工作状态，可以证明，在负载RL的两端的输出电压（可在TP6处测量）将会有本振信号的奇次谐波（含基波）与信号频率的组合分量，即pωL±ωS（p为奇数），通过带通滤波器可以取出所需频率分量ωL+ωS（或ωL—ωS-）。

由于4只二极管完全对称，所以分别处于两个对角上的本振电压VL和射频信号VS不会互相影响，有很好的隔离性；此外，这种混频器输出频谱较纯净，噪声低，工作频带宽，动态范围大，工作频率高，工作频带宽，动态范围大，缺点是高频增益小于1。

C20、C21、L1：

带通滤波器，取出和频分量fLO+fs

Q2、C18、T4：

组成调谐放大器，将混频输出的和频信号进行放大，以弥补无源混频器的损耗（R8为偏置电阻）

五、测试点说明

1、输入点说明

J5：

本振信号输入端（TH2为其测试口）

J2：

射频信号输入端（TH1为其测试口）

2、输出点说明

TP6：

混频器输出测试点

TP7：

带通滤波器输出

J3：

和频信号输出（TH3为其测试口）

六、实验步骤

1、熟悉实验板上各元件的位置及作用；

2、按下面框图所示，进行连线

图3-4双平衡混频连线框图

3、将3号板上S1拨为00，S2拨为01（拨上为1，拨下为0），调节中周T1使J1输出幅度最大，然后调节W2改变输出信号幅度，使J1输出fS=4.2MHz、VSP-P=50mV

4、调节信号源板上“RF幅度”旋钮改变幅度，调节左边“频率调节”旋钮改变频率，使RF1输出fL=6.5MHz、VLP-P=300mV的本振信号。

5、用示波器观察TP6波形。

6、用示波器观察TH3输出波形（调节中周T4使输出最大）。

7、用频率计测量混频前后波形的频率。

8、调节本振信号电压与输入信号电压相近，重做步骤3~6。

七、实验报告要求

1、写出实验目的和任务

2、计算MIXI混频增益

本振信号f=6.5MHz，射频信号fs=4.2MHz，和频输出应为10.7MHz，见示波器上10.695MHz，与理论值基本一致。

八、实验截图

实验四模拟乘法混频

一、实验目的

1、了解集成混频器的工作原理

2、了解混频器中的寄生干扰

二、实验内容

1、研究平衡混频器的频率变换过程

2、研究平衡混频器输出中频电压Vi与输入本振电压的关系

3、研究平衡混频器输出中频电压Vi与输入信号电压的关系

三、实验仪器

1、信号源模块1块

2、频率计模块1块

3、模块31块

4、模块71块

5、双踪示波器1台

四、实验原理及实验电路说明

在高频电子电路中，常常需要将信号自某一频率变成另一个频率。

这样不仅能满足各种无线电设备的需要，而且有利于提高设备的性能。

对信号进行变频，是将信号的各分量移至新的频域，各分量的频率间隔和相对幅度保持不变。

进行这种频率变换时，新频率等于信号原来的频率与某一参考频率之和或差。

该参考频率通常称为本机振荡频率。

本机振荡频率可以是由单独的信号源供给，也可以由频率变换电路内部产生。

当本机振荡由单独的信号源供给时，这样的频率变换电路称为混频器。

混频器常用的非线性器件有二极管、三极管、场效应管和乘法器。

本振用于产生一个等幅的高频信号VL，并与输入信号VS经混频器后所产生的差频信号经带通滤波器滤出。

本实验采用集成模拟相乘器作混频电路实验。

因为模拟相乘器的输出频率包含有两个输入频率之差或和，故模拟相乘器加滤波器，滤波器滤除不需要的分量，取和频或者差频二者之一，即构成混频器。

图4-1所示为相乘混频器的方框图。

设滤波器滤除和频，则输出差频信号。

图4-2为信号经混频前后的频谱图。

我们设信号是：

载波频率为

的普通调幅波。

本机振荡频率为

。

设输入信号为

，本机振荡信号为

由相乘混频的框图可得输出电压

式中

定义混频增益

为中频电压幅度

与高频电压

之比，就有

图4-3为模拟乘法器混频电路，该电路由集成模拟乘法器MC1496完成。

图4-3MC1496构成的混频电路

MC1496可以采用单电源供电，也可采用双电源供电。

本实验电路中采用＋12V，－8V供电。

R12（820Ω）、R13（820Ω）组成平衡电路，F2为4.5MHz选频回路。

本实验中输入信号频率为

＝4.2MHz（由三号板晶体振荡输出），本振频率

＝8.7MHz。

为了实现混频功能，混频器件必须工作在非线性状态，而作用在混频器上的除了输入信号电压VS和本振电压VL外，不可避免地还存在干扰和噪声。

它们之间任意两者都有可能产生组合频率，这些组合信号频率如果等于或接近中频，将与输入信号一起通过中频放大器、解调器，对输出级产生干涉，影响输入信号的接收。

干扰是由于混频器不满足线性时变工作条件而形成的，因此不可避免地会产生干扰，其中影响最大的是中频干扰和镜象干扰。

五、实验步骤

1、打开本实验单元的电源开关，观察对应的发光二极管是否点亮，熟悉电路各部分元件的作用。

2、按照下面框图进行连线

图4-4模拟乘法器混频连线框图

3、将3号板上S1拨为00，S2拨为01（拨上为1，拨下为0），调节中周T1使J1输出幅度最大，然后调节W2改变输出信号幅度，使J1输出fS=4.2MHz、VSP-P=300mV。

4、调节信号源板上“RF幅度”旋钮改变幅度，调节左边“频率调节”旋钮改变频率，使RF1输出fL=8.7MHz、VLP-P=600mV的本振信号。

5、用示波器观察J9处中频信号的波形。

6、用示波器对比观察TH8和TH9处波形。

7、保持本振电压不变，改变射频信号电压幅度，用示波器观测，记录输出中频电压Vi的幅值，并填入表4-1。

VSP-P（mV）

100

200

300

400

500

ViP-P（mV）

表4-1

8、改变本振信号电压幅度，用示波器观测，记录输出中频电压Vi的幅值，并填入表4-2。

VLp-p（mV）

200

300

400

500

600

700

Vip-p（mV）

表4-2

9、用视频跳线连接J9和频率计的RF-IN端口，用频率计测量混频前后波形的频率。

六、实验报告要求

1、整理实验数据，填写表格4-1和4-2。

2、绘制步骤2、3中所观测到的波形图，并作分析。

3、归纳并总结信号混频的过程。

本振信号f=8.7MHz，射频信号fs=4.2MHz，和频输出应为4.5MHz，见示波器上4.507MHz，与理论值基本一致。

七、实验截图

实验五三点式正弦波振荡器

一、实验目的

1、掌握三点式正弦波振荡器电路的基本原理，起振条件，电路设计及电路参数计算。

2、掌握晶体管静态工作点、反馈系数大小、负载变化对起振和振荡幅度的影响。

3、研究外界条件（温度、电源电压、负载变化）对振荡器频率稳定度的影响。

二、实验内容

1、熟悉振荡器模块各元件及其作用。

2、进行LC振荡器波段工作研究。

3、研究LC振荡器中静态工作点、反馈系数以及负载对振荡器的影响。

4、测试LC振荡器的频率稳定度。

三、实验仪器

1、模块31块

2、频率计模块1块

3、双踪示波器1台

4、万用表1块

四、基本原理

图5-1正弦波振荡器（4.5MHz）

将开关S2的1拨上2拨下，S1全部断开，由晶体管Q3和C13、C20、C10、CCI、L2构成电容反馈三点式振荡器的改进型振荡器——西勒振荡器，电容CCI可用来改变振荡频率。

振荡器的频率约为4.5MHz（计算振荡频率可调范围）

振荡电路反馈系数

F=

振荡器输出通过耦合电容C3（10P）加到由Q2组成的射极跟随器的输入端，因C3容量很小，再加上射随器的输入阻抗很高，可以减小负载对振荡器的影响。

射随器输出信号Q1调谐放大，再经变压器耦合从J1输出。

五、实验步骤

1、根据图5-1在实验板上找到振荡器各零件的位置并熟悉各元件的作用。

2、研究振荡器静态工作点对振荡幅度的影响。

1）将开关S2的拨为10，S1拨为00，构成LC振荡器。

2）改变上偏置电位器RA1，记下Q3发射极电流Ieo（=

，R10=1K）（将万用表红表笔接TP4，黑表笔接地测量VE）填入表5-1中，并用示波测量对应点TP1的振荡幅度VP-P（峰—峰值）填于表中，记下起振和停振时的静态工作点电流值IQ。

表5-1

Ieo

Vp-p

ICQ

分析输出振荡电压和振荡管静态工作点的关系，分析思路：

静态电流ICQ会影响晶体管跨导gm，而放大倍数和gm是有关系的。

在饱和状态下（ICQ过大），管子电压增益AV会下降，一般取ICQ=（1~5mA）为宜。

3、测量振荡器输出频率范围

将频率计接于J1处，改变CCI，用示波器从TH1观察波形，并观察输出频率的变化，记录最高频率和最低频率填于5-2表中。

表5-2

fmax

fmin

六、实验报告要求

1、记录实验箱序号

2、分析静态工作点、反馈系数F对振荡器起振条件和输出波形振幅的影响，并用所学理论加以分析。

3、计算实验电路的振荡频率fo，并与实测结果比较。

七、实验截图

实验十模拟乘法器调幅（AM、DSB、SSB）

一、实验目的

1、掌握用集成模拟乘法器实现全载波调幅、抑止载波双边带调幅和音频信号单边带调幅的方法。

2、研究已调波与调制信号以及载波信号的关系。

3、掌握调幅系数的测量与计算方法。

4、通过实验对比全载波调幅、抑止载波双边带调幅和单边带调幅的波形。

5、了解模拟乘法器（MC1496）的工作原理，掌握调整与测量其特性参数的方法。

二、实验内容

1、实现全载波调幅，改变调幅度，观察波形变化并计算调幅度。

2、实现抑止载波的双边带调幅波。

3、实现单边带调幅。

三、实验仪器

1、信号源模块1块

2、频率计模块1块

3、4号板1块

4、双踪示波器1台

5、万用表1块

四、实验原理及实验电路说明

幅度调制就是载波的振幅（包络）随调制信号的参数变化而变化。

本实验中载波是由高频信号源产生的465KHz高频信号，1KHz的低频信号为调制信号。

振幅调制器即为产生调幅信号的装置。

1、集成模拟乘法器的内部结构

集成模拟乘法器是完成两个模拟量（电压或电流）相乘的电子器件。

在高频电子线路中，振幅调制、同步检波、混频、倍频、鉴频、鉴相等调制与解调的过程，均可视为两个信号相乘或包含相乘的过程。

采用集成模拟乘法器实现上述功能比采用分离器件如二极管和三极管要简单得多，而且性能优越。

所以目前无线通信、广播电视等方面应用较多。

集成模拟乘法器常见产品有BG314、F1595、F1596、MC1495、MC1496、LM1595、LM1596等。

1）MC1496的内部结构

在本实验中采用集成模拟乘法器MC1496来完成调幅作用。

MC1496是四象限模拟乘法器，其内部电路图和引脚图如图10-1所示。

其中V1、V2与V3、V4组成双差分放大器，以反极性方式相连接，而且两组差分对的恒流源V5与V6又组成一对差分电路，因此恒流源的控制电压可正可负，以此实现了四象限工作。

V7、V8为差分放大器V5与V6的恒流源。

图10-1MC1496的内部电路及引脚图

2）静态工作点的设定

（1）静态偏置电压的设置

静态偏置电压的设置应保证各个晶体管工作在放大状态，即晶体管的集-基极间的电压应大于或等于2V，小于或等于最大允许工作电压。

根据MC1496的特性参数，对于图10-1所示的内部电路，应用时，静态偏置电压（输入电压为0时）应满足下列关系，即

ν8=ν10,ν1=ν4,ν6=ν12

15V≥ν6　（ν12）－ν8　（ν10）≥2V

15V≥ν8　（ν10）－ν1　（ν4）≥2V

15V≥ν1　（ν4）－ν5≥2V

（2）静态偏置电流的确定

静态偏置电流主要由恒流源I0的值来确定。

当器件为单电源工作时，引脚14接地，5脚通过一电阻VR接正电源+VCC由于I0是I5的镜像电流，所以改变VR可以调节I0的大小，即

当器件为双电源工作时，引脚14接负电源-Vee，5脚通过一电阻VR接地，所以改变VR可以调节I0的大小，即

根据MC1496的性能参数，器件的静态电流应小于4mA，一般取

。

在本实验电路中VR用6.8K的电阻R15代替.

　　2、实验电路说明

用MC1496集成电路构成的调幅器电路图如图10-2（见P.65）所示。

图中W1用来调节引出脚1、4之间的平衡，器件采用双电源方式供电（＋12V，－8V），所以5脚偏置电阻R15接地。

电阻R1、R2、R4、R5、R6为器件提供静态偏置电压，保证器件内部的各个晶体管工作在放大状态。

载波信号加在V1－V4的输入端，即引脚8、10之间；载波信号Vc经高频耦合电容C1从10脚输入，C2为高频旁路电容，使8脚交流接地。

调制信号加在差动放大器V5、V6的输入端，即引脚1、4之间，调制信号VΩ经低频偶合电容E1从1脚输入。

2、3脚外接1KΩ电阻，以扩大调制信号动态范围。

当电阻增大，线性范围增大，但乘法器的增益随之减小。

已调制信号取自双差动放大器的两集电极（即引出脚6、12之间）输出。

五、实验步骤

1、连线框图如图10-2所示

图10-2模拟乘法器调幅连线框图

2、静态工作点调测：

不接外接信号，调节W1使各引脚偏置电压接近使1、4脚的电压差接近0V（方法是用万用表表笔分别接1、4脚，使得万用表读数接近于0V）

R11、R12、R13、R14与电位器W1组成平衡调节电路，改变W1可以使乘法器实现抑止载波的振幅调制或有载波的振幅调制和单边带调幅波。

3、抑止载波振幅调制：

J1端输入载波信号VC（t），其频率fC=465KHz,峰－峰值VCP－P＝500mV。

J5端输入调制信号VΩ（t），其频率fΩ＝1KHz，先使峰－峰值VΩP－P＝0，调节W1，使输出VO=0（此时ν4＝ν1），再逐渐增加VΩP－P，则输出信号VO（t）的幅度逐渐增大，于TH3处测得。

最后出现如图11-3所示的抑止载波的调幅信号。

（将音频信号频率调至最大，即可测得清晰的抑制载波调幅波）

由于器件内部参数不可能完全对称，致使输出出现漏信号。

脚1和4分别接电阻R12和R14，可以较好地抑止载波漏信号和改善温度性能。

图10-3抑止载波调幅波形

3、全载波振幅调制

，J1端输入载波信号Vc（t）,fc=465KHz,VCP－P＝500mV，调节平衡电位器W1，使输出信号VO（t）中有载波输出（此时V1与V4不相等）。

再从J2端输入调制信号，其fΩ＝1KHz，当VΩP－P由零逐渐增大时，则输出信号VO（t）的幅度发生变化，最后出现如图11-4所示的有载波调幅信号的波形，记下AM波对应Vmmax和Vmmin，并计算调幅度m。

图10-4普通调幅波波形

4、步骤同3，从J6处观察输出波形。

5、加大VΩ，观察波形变化，比较全载波调幅、抑止载波双边带调幅和抑止载波单边带调幅的波形。

六、实验报告要求

1、整理实验数据，画出实验波形。

2、画出调幅实验中m＝30％、m＝100％、m>100%的调幅波形,分析过调幅的原因。

3、画出当改变W1时能得到几种调幅波形，分析其原因。

4、画出全载波调幅波形、抑止载波双边带调幅波形及抑制载波的单边带调幅波形，比较三者区别。

七、实验截图

实验十一包络检波及同步检波实验

一、实验目的

1、进一步了解调幅波的原理,掌握调幅波的解调方法。

2、掌握二极管峰值包络检波的原理。

3、掌握包络检波器的主要质量指标,检波效率及各种波形失真的现象，分析产生的原因并思考克服的方法。

4、掌握用集成电路实现同步检波的方法。

二、实验内容

1、完成普通调幅波的解调。

2、观察抑制载波的双边带调幅波的解调。

3、观察普通调幅波解调中的对角切割失真，底部切割失真以及检波器不加高频滤波时的现象。

三、实验仪器

1、信号源模块1块

2、频率计模块1块

3、4号板1块

4、双踪示波器1台

5、万用表1块

四、实验原理及实验电路说明

检波过程是一个解调过程，它与调制过程正好相反。

检波器的作用是从振幅受调制的高频信号中还原出原调制的信号。

还原所得的信号，与高频调幅信号的包络变化规律一致，故又称为包络检波器。

假如输入信号是高频等幅信号，则输出就是直流电压。

这是检波器的一种特殊情况，在测量仪器中应用比较多。

例如某些高频伏特计的探头，就是采用这种检波原理。

若输入信号是调幅波，则输出就是原调制信号。

这种情况应用最广泛，如各种连续波工作的调幅接收机的检波器即属此类。

从频谱来看，检波就是将调幅信号频谱由高频搬移到低频，如图11-1所示（此图为单音频Ω调制的情况）。

检波过程也是应用非线性器件进行频率变换，首先产生许多新频率，然后通过滤波器，滤除无用频率分量，取出所需要的原调制信号。

常用的检波方法有包络检波和同步检波两种。

全载波振幅调制信号的包络直接反映了调制信号的变化规律，可以用二极管包络检波的方法进行解调。

而抑制载波的双边带或单边带振幅调制信号的包络不能直接反映调制信号的变化规律，无法用包络检波进行解调，所以采用同步检波方法。

图11-1检波器检波前后的频谱

1、二极管包络检波的工作原理

当输入信号较大（大于0.5伏）时，利用二极管单向导电特性对振幅调制信号的解调，称为大信号检波。

大信号检波原理电路如图11-2（a）所示。

检波的物理过程如下：

在高频信号电压的正半周时，二极管正向导通并对电容器C充电，由于二极管的正向导通电阻很小，所以充电电流iD很大，使电容器上的电压VC很快就接近高频电压的峰值。

充电电流的方向如图11-2（a）图中所示。

这个电压建立后通过信号源电路，又反向地加到二极管D的两端。

这时二极管导通与否，由电容器C上的电压VC和输入信号电压Vi共同决定.当高频信号的瞬时值小于VC时，二极管处于反向偏置，管子截止，电容器就会通过负载电阻R放电。

由于放电时间常数RC远大于调频电压的周期，故放电很慢。

当电容器上的电压下降不多时，调频信号第二个正半周的电压又超过二极管上的负压，使二极管又导通。

如图11-2（b）中的tl至t2的时间为二极管导通的时间，在此时间内又对电容器充电，电容器的电压又迅速接近第二个高频电压的最大值。

在图11-2（b）中的t2至t3时间为二极管截止的时间，在此时间内电容器又通过负载电阻R放电。

这样不断地循环反复，就得到图11-2（b）中电压

的波形。

因此只要充电很快，即充电时间常数Rd·C很小（Rd为二极管导通时的内阻）：

而放电时间常数足够慢，即放电时问常数R·C很大，满足Rd·C<

的幅度接近于输入电压

的幅度，即传输系数接近l。

另外，由于正向导电时间很短，放电时间常数又远大于高频电压周期（放电时

的基本不变），所以输出电压

的起伏是很小的，可看成与高频调幅波包络基本一致。

而高频调幅波的包络又与原调制信号的形状相同，故输出电压

就是原来的调制信号，达到了解调的目的。

本实验电路如图11-3所示，主要由二极管D及RC低通滤波器组成，利用二极管的单向导电特性和检波负载RC的充放电过程实现检波，所以RC时间常数的选择很重要。

RC时间常数过大，则会产生对角切割失真又称惰性失真。

RC常数太小，高频分量会滤不干净。

综合考虑要求满足下式：

其中：

m为调幅系数，

为调制信号最高角频率。

当检波器的直流负载电阻R与交流音频负载电阻RΩ不相等，而且调幅度

又相当大时会产生负峰切割失真（又称底边切割失真），为了保证不产生负峰切割失真应满足

。