有源功率因数校正主电路拓扑结构综述.docx

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有源功率因数校正主电路拓扑结构综述

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有源功率因数校正主电路拓扑结构综述

Abstract:

TheoperationprincipleofAPFCisanalyzedatfirst,thenseveralkindsofmaincircuittopologyofAPFCareputforward,andtheiroperationprinciplesareanalyzedandcomparedrespectively.Atlast,theirmainadvantagesanddisadvantagesarepointedout。

Keyword：

APFCBoostcircuitConverter

1　引言

　　近20年来电力电子技术得到了飞速的发展,已广泛应用到电力、冶金、化工、煤炭、通讯、家电等领域。

电力电子装置多数通过整流器与电力网接口，经典的整流器是由二极管或晶闸管组成的一个非线性电路，在电网中产生大量电流谐波和无功污染了电网，成为电力公害。

电力电子装置已成为电网最主要的谐波源之一.20世纪90年代以来，世界上许多国家和国际组织都对电力电子产品的功率因数及谐波成分作了限制。

为了使电力电子产品的功率因数及谐波成分满足上述的规定和标准，可在整流桥和滤波电容之间加一级用于功率因数校正的功率变换电路，使输入电流为正弦波，从而提高功率因数,这就是有源功率因数校正技术。

有源功率因数校正（ActivePowerFactorCorrection，简称APFC）技术由于变换器工作在高频开关状态，而具有体积小、重量轻、效率较高、输人电压范围宽、THD小和功率因数高等优点,因此在现代电力电子技术中得到了广泛的应用。

2有源功率因数校正的基本原理

　　APFC又称为有源开关型补偿法，现今得到推广的APFC是DC/DC变换型电流整形方法，由于其主体为高频DC/DC变换器，所以也称为高频APFC.高频APFC的基本思想是:

将输入交流电压进行全波整流，然后对全波直流电压进行DC/DC变换，通过适当控制，使输入电流平均值自动跟踪全波直流电压的基准,且保持输出电压稳定，从而实现恒压输出和单位功率因数。

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图1　有源功率因数校正原理框图

　　图1为这种电路的原理框图,其中,整流器为单相桥式不可控整流器，主电路采用DC/DC变换电路,控制电路内部包含有一个电压误差放大器、一个电流误差放大器、一个模拟乘法器和一个固定频率的PWM控制器。

可以看出，调节器采用了电压、电流双闭环控制方式，电流反馈网络的取样信号是升压变换器的电感电流,电压反馈网络的取样信号是调节器的输出电压。

现对这种电路的工作原理加以分析：

　　单相220V、50HZ交流电经过桥式整流后得到100HZ的单相双半波正弦电压信号，此电压波形作为PFC控制器的输入电流的参考波形，输入到乘法器，为了保证输出电压恒定，将输出电压通过电压反馈网络也引入乘法器,经过乘法器运算后，作为电流波形的参考值,并与实际取样的电流进行比较后，通过PWM控制器产生PWM驱动信号，控制升压变换器的输出电流和电压。

由于采用了闭环控制，将升压变换器的实际电流通过反馈网络引入电流误差放大器，保证了升压变换器的电流能够准确跟踪经过乘法器运算所规定的电流值。

假定PFC的整个控制环节都是理想的，则输入电流波形就能够完全跟踪电压波形的变化，这样从电源输入端来看,电路的负载为纯粹的线性电阻,电路的功率因数等于1，实现了功率因数校正的功能。

　　有源功率因数校正按主电路的形式来分，可分为单相硬开关校正电路、单相软开关校正电路和三相校正电路。

下面，对各自的工作原理加以分析,并指出其各自的优缺点。

3单相硬开关有源校正主电路的分析

　　非隔离型单相硬开关有源功率因数校正电路主要有升压型（Boost）、降压型（Buck）、升降压型（Buck-Boost）等，下面,对这几种电路的工作原理分别加以分析。

3。

1Boost-PFC主电路

　　图2为升压型PFC主电路的原理图，这种电路的工作过程如下：

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图2　Boost型PFC主电路原理图

　　当开关管Q导通时,电流IL流过电感线圈L，在电感线圈未饱和前，电流线性增加，电能以磁能的形式储存在电感线圈中,此时，电容C放电为负载提供能量；当开关管Q关断时，由于线圈中的磁能将改变线圈L两端的电压极性，以保持其电流IL不变。

这样，线圈L转化成的电压VL与电源VIN串联，以高于输出电压向电容和负载供电.这种电路的优点是输入电流完全连续，并且在整个输入电压的正弦周期都可以调制，因此可获得很高的功率因数;电感电流即为输入电流，容易调节；开关管门极驱动信号地与输出共地，驱动简单；输入电流连续,开关管的电流峰值较小，对输入电压变化适应性强，适用于网压变化特别大的场合。

其主要缺点为输出电压必须大于输入电压的最大值,所以输出电压比较高；不能利用开关管实现输出短路保护.

3.2Buck—PFC主电路

　　图3为降压型主电路的原理图，这种电路的工作过程如下：

图3　Buck型主电路原理图

　　当开关管Q导通时，电流IL流过电感线圈,在电感线圈未饱和前，电流IL线性增加;当开关管Q关断时，由于线圈中的磁能将改变线圈两端的电压极性，以保持IL不变。

由于变换器输出电压小于电源电压，故称它为降压变换器。

这种电路的主要优点是开关管所受的最大电压为输入电压的最大值,因此开关管的电压应力比较小；后级短路时，可以利用开关管实现输出短路保护。

该电路的主要缺点是：

由于输入电压大于输出电压，该电路才能工作，所以在每个输入正弦周期中，该电路有一段因输入电压低而不能正常工作,输出电压较低,相同功率等级时，后级DC/DC变换器电流应力较大，开关管门极驱动信号地与输出地不同，驱动比较复杂，输入电流断续，因此功率因数不可能提高很多。

3.3Buck—Boost—PFC主电路

　　图4为升降压型主电路的原理图，这种电路的工作过程如下,当开关管Q导通时，电流IIN流过电感线圈,L储存能量，此时，电容C放电为负载提供能量；当开关Q断开时，IL有减小趋势，电感线圈产生的自感电势反向,二极管D正向偏压而导通,电感释放其储存的能量，向电容C和负载供电。

图4　Buck—Boost型主电路原理图

　　该电路的优点有：

即可对输入电压升压，又可以降压，因此在整个输入正弦周期都可以连续工作；该电路输出电压选择范围较大,可根据后级的不同的要求设计；利用开关管可以实现输出短路保护.该电路的主要缺点有:

开关管所受的电压为输入电压与输出电压之和，因此开关管的电压应力较大;由于每个开关周中，只有在开关管导通时才有输入电流，因此峰值电流较大；开关管门极驱动信号地与输出地不同，驱动比较复杂；输出电压极性与输入电压极性相反，后级逆变电路较难设计。

　　上面介绍的非隔离型功率因数校正主电路，一般工作在电感电流连续模式，下面介绍的隔离型功率因数校正电路，工作在电感电流不连续模式，用一般的电压型控制，这种主电路拓扑主要适用于小功率应用场合。

3.4Forward-PFC主电路

　　图5为正激型主电路的原理图，这种电路的工作过程如下:

图5　Forward型主电路原理图

　　当开关管Q导通时，二极管D1正偏压而导通，电网向负载提供能量，输出电感L储能。

当开关管Q关断时，电感L储存的能量通过续流二极管D2向负载释放。

这种电路的优点是功率级电路简单，缺点是要增加一个磁复位回路来释放正激期间电感中的储能。

3。

5Fly—back-PFC主电路

图6　Fly-back型主电路原理图

　　图6为反激型主电路的原理图，当开关管Q导通时，输入电压加到高频变压器B1的原边绕组上，由于变压器副边整流二极管D1反接，副边绕组没有电流流过，此时，电容C放电向负载提供能量。

当开关管Q关断时,绕组上的电压极性反向,二极管D1正偏导通，开关管导通期间储存在变压器中的能量通过二极管D1向负载释放。

这种电路的优点是功率级电路简单，具有过载保护功能。

4单相软开关有源校正主电路的分析

　　单相软开关有源校正主电路可分为零电流开关（ZCS）变换器、零电压开关（ZVS）变换器、零电流转换（ZCT）变换器、零电压转（ZVT）变换器、有源钳位ZVS变换器，下面对这几种电路的工作原理加以分析.

4.1零电流开关ZCS-PFC主电路

　　Buck型ZCS—PFC主电路如图7所示，这种电路的工作过程如下：

图7　Buck型ZCS-PFC主电路原理图

　　初始时刻，主开关管S1在谐振电感Lr作用下零电流导通，电感电流iLr在输入电压Vin的作用下线性上升，当iLr等于输出电流I0时，续流二极管D在零电流下自然关断;D关断之后，谐振电感Lr与谐振电容Cr开始谐振,经过半个谐振周期，Lr上电流iLr以谐振方式再次达到I0，谐振电容电压VCr上升到2Vin，此时由于S2处于关断状态，故iLr和Cr将保持在该值上，无法继续谐振。

此状态的持续时间由电路的PWM控制决定。

当需关断主开关管S1时，先开通辅助开关管S2（在Lr作用下零电流导通）,Lr与Cr再次谐振，当iLr谐振到零时，D1导通，iLr继续反方向谐振并到零。

此期间，S1可在零电流零电压下完成关断过程。

此后，VCr在I0作用下衰减到零，D自然导通。

S2可在此后至下一周期来之前以零电压零电流方式完成关断过程。

　　从上述分析来看：

ZCS变换电路中所有开关管及二极管都是在零电压或零电流下完成通断的。

且主开关管电压应力低。

其缺点是主开关管电流应力大,续流二极管电压应力大，由于谐振电感在主功率能量的传递通路上,因此ZCS条件与输入电压、负载等有很大的关系。

4。

2零电压开关ZVS—PFC主电路

　　Boost型ZVS-PFC主电路如图8所示，这种电路的工作过程如下：

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图8　Boost型ZVS—PFC主电路原理图

　　初始时刻，主开关管S1导通并流过负载电流I0。

当S1在谐振电容Cr作用下零电压关断后,输出电流迅速从S1转移到Cr上，Cr两端电压VCr线性上升.当VCr上升到输入电压Vin时，二极管D导通。

谐振电感Lr与谐振电容Cr开始谐振，电感电流iLr以谐振方式衰减，电容电压以谐振方式上升.当iLr下降到零后，由于辅助开关管S2不导通,iLr将保持在零态，电容电压VCr达到最大值，并保持在该值上。

这个状态的持续时间由电路输出电压的PWM控制要求确定。

当需导通主开关管S1时，首先导通辅助开关管S2（在零电流下导通），Lr与Cr再次发生谐振。

当VCr谐振到零时，D1导通，iLr流过D1逐渐衰减到零。

在此期间，S1可以在零电压下导通。

另外,在D1导通后的任何时刻,S2都可以在零电流下关断,iLr过零后，将在输入电压的作用下线性上升，当iLr上升到时I0,续流二极管D自然关断，一个完整的开关周期结束。

　　从上述分析可以看出，在此电路中,所有的开关管及二极管都是在零电压或零电流条件下完成通断的。

另外,电路可以以PWM方式来调节输出电压.主开关管电流应力低。

其缺点是：

主开关管电压应力大，且与负载有关.

4.3零电流转换ZCT—PFC主电路

　　Boost型ZCT-PFC主电路如图9所示，这种电路的工作过程如下:

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图9　Boost型ZCT—PFC主电路原理图

　　在每次主开关管S1关断之前,首先应导通辅助开关管S2，使谐振网络谐振，当流过S1的电流谐振为零后，关断主开关管S1。

此后，迅速关断辅助开关管S2，使谐振电路停止工作。

电路以常规的PWM方式运行。

由于串联谐振电感Lr的存在，S1实现零开通。

　　ZCT变换电路实现了主开关管的零电流关断且保持恒频运行；电流应力小；在较宽的输入电压和负载电流变化范围内可满足ZCT条件，二极管零电流关断。

这些特点对于IGBT、MCT等存在电流“拖尾”现象的新型电力半导体器件尤为适用。

其缺点是辅助开关管不在软开关条件下运行。

但和主开关管相比，它只处理少量的谐振能量。

4。

4零电压转换ZVT-PFC主电路

　　Boost型ZVT-PFC主电路如图10所示，这种电路的工作过程如下,在每次主开关管S1导通之前,首先应导通辅助开关管S2,使谐振网络谐振，当S1两端电压谐振为零后，在零电压下开通S1.S1导通后,迅速关断辅助开关管S2,使谐振电路停止工作。

之后电路以常规的PWM方式运行.由于并联谐振电容Cr的存在，主开关管可以实现零关断.

图10　Boost型ZVT-PFC主电路原理图

　　ZVT变换电路实现了主开关管的零电压导通且保持恒频运行；电流与电压应力小；在较宽的输入电压和负载电流变化范围内可满足ZVS条件二极管零电流关断。

其缺点是辅助开关管不在软开关条件下运行。

但和主开关管相比,它只处理少量的谐振能量。

4.5。

有源钳位ZVS-PFC主电路

　　有源钳位ZVS变换技术已应用于正激和反激变换器等多种电路中，如图11、图12所示，图中Lr为变压器绕组的漏电感，Lm为变压器激磁电感，Cr为开关管S1和S2结电容值之和。

有源钳位电路通常由钳位开关S2和钳位电容CC串联组成，并联在主开关或变压器原边绕组两端，利用Cr和Lr谐振，创造主开关ZVS的条件，并在S1关断期间由Cr将其两端电压钳位在一定数值上，避免承受过高电压.

图11　有源钳位ZVS正激变换器　　　　　　　　　图12　有源钳位ZVS反激变换器

　　有源钳位ZVS变换器为S1和S2提供了在零电压开关环境；降低了功率开关管上过高的电压应力；另外，对正激变换器来说，有源钳位可使变压器磁芯磁通自动复位，无需另加复位措施;使磁芯工作于磁化曲线的第一及第三象限,提高了磁芯利用率。

其缺点是增加了一个钳位开关,从而使控制电路复杂化。

5三相有源校正主电路的分析

　　三相有源校正电路可以分为单开关控制的有源校正电路和三开关控制的有源校正电路，下面,对这两种电路的工作原理分别加以分析。

5。

1单开关控制的三相功率因数校正电路

　　单开关控制的三相功率因数校正电路原理图如图13所示:

图13　单开关控制的三相功率因数校正电路原理图

　　这种电路由一个三相线性滤波器、三相二极管整流桥、一个Boost开关和三个电感组成。

开关管的占空比只根据负载的变化而变化，变换器工作于电流不连续模式，在开关管导通时，三相交流输入通过三个电感、六个整流管和开关管而短路,因此,输入电流以和各自的相电压瞬时值成正比的速率增加，由于电流脉冲在开始时为零，这样它们的平均值按正弦规律变化。

达到功率因数校正的目的。

　　由于变换器工作在不连续模式，因此，控制电路比较简单。

但是，和连续模式相比，因为开关管必须在最大电流条件下关断,因此增加了开关管的应力。

5。

2三开关控制的三相功率因数校正电路

　　三开关控制的三相功率因数校正电路如图14所示，电路由三个快速晶闸管SCR和三个带反并联二极管的开关管组成三相整流桥,电路工作于电感电流不连续模式，实现了开关管的零电流开关（ZVS）。

SCR在开关管导通或输出短路时限制电流的上升率.

　　三个输入电感La、Lb、Lc和三个开关管T1、T2、T3及与其反并联的二极管T1D、T2D、T3D实现了功率因数校正，并且控制输出直流电压。

图14三开关控制的三相功率因数校正电路原理图

　　在正常工作时，三个SCR相当于三个二极管,无损吸收电路使得开关管可以在零电压条件下导通。

三个开关管T1、T2、T3同时导通和关断，当电流Ib达到电感电流的峰值后,三个开关管关断，当电感电流Ib为零以后，三个开关管导通。

电流|Ib｜、|Ia|和|Ic｜跟踪电压｜Vb｜、|Va|和|Vc|的波形,从而达到功率因数校正的目的。

6结语

　　本文详细分析了单相硬开关、单相软开关有源校正主电路以及三相有源校正主电路等各种用于功率因数校正的主电路拓扑，并指出了各自的优缺点。

软开关功率因数校正电路由于其实现了开关管的零电流、零电压开关，因此极大的减小了开关损耗,提高了电路的工作效率。