通信原理实验报告模拟调制Word格式文档下载.docx
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dt=t
（2）-t
（1）;
T=t（end）;
df=1/T;
N=length（st）;
f=-N/2*df:
df:
N/2*df-df;
sf=fft（st）;
sf=T/N*fftshift（sf）;
脚本文件F2T.m定义了函数F2T.m，计算信号的反傅里叶变换。
%F2T
function[t,st]=F2T（f,sf）
%Thsisfunctioncalculatethetimesignalusinglfftfunctionfortheinput
%signal'
sspectrum
df=f
（2）-f
（1）;
Fmx=（f（end）-f
（1）+df）;
dt=1/Fmx;
N=length（sf）;
T=dt*N;
%-T/2:
dt:
T/2-dt;
t=0:
T-dt;
sff=ifftshift（sf）;
st=Fmx*ifft（sff）;
%st=real（st）;
5.1数字基带信号
1.数字PAM信号
利用波形的不同幅度表示不同数字的信号称为脉冲信号幅度调制（PAM）信号，可以写成
其中，g（t）是该数字信号的波形（成形）信号的取值与第时刻的数字符号取值一一映射。
例如，数字符号0,1分别对应幅度+1V,-1V，波形数字PAM信号可以看成是一个输入的数字序列经过脉冲成形器形成的信号，如图5-1所示。
2.数字PAM信号的功率谱密度
设输入的数字序列是平稳的，则PAM信号的功率谱密度可以通过式（5-2）计算得到：
其中，是序列的自相关函数，是的频谱，是码元间隔，由式可以看到，PAM信号的功率谱密度不仅受信号波形的影响，同时受序列的自相关特性的影响。
因此，可以利用
构造不同的自相关特性序列来改变数字基带信号的功率谱形状，即基带信号的码型，适应信道的频率特性。
[例5-1]用Matlab画出如下数字基带信号波形及其功率谱密度。
（1）若
输入二进制序列取值0,1（且假设等概率出现），此波形称为单极性非
归零（NRZ）波形。
（2）若
输入二进制序列取值0,1（且假设等概率出现），此波形称为单极
性归零（RZ）波形。
（3）若，输入二进制序列取值-1，+1（且假设等概率出现）。
解：
主程序
%数字基带信号的功率谱密度
clearall;
closeall;
Ts=1;
N_sample=8;
%每个码元的抽样点数
dt=Ts/N_sample;
%抽样时间间隔
N=1000;
%码元数
（N*N_sample-1）*dt;
T=N*N_sample*dt;
gt1=ones（1,N_sample）;
%NRZ非归零波形
gt2=ones（1,N_sample/2）;
%RZ归零波形
gt2=[gt2zeros（1,N_sample/2）];
mt3=sinc（（t-5）/Ts）;
%sin（pi*t/Ts）/（pi*t/Ts）波形，截段取10个码元
gt3=mt3（1:
10*N_sample）;
d=（sign（randn（1,N））+1）/2;
data=sigexpand（d,N_sample）;
%对序列间隔插入N_sample-1个0
st1=conv（data,gt1）;
st2=conv（data,gt2）;
d=2*d-1;
%变成双极性序列
st3=conv（data,gt3）;
[f,st1f]=T2F（t,[st1（1:
length（t））]）;
[f,st2f]=T2F（t,[st2（1:
[f,st3f]=T2F（t,[st3（1:
figure
（1）
subplot（321）
plot（t,[st1（1:
grid
axis（[020-1.51.5]）;
title（'
单极性NRZ波形'
）;
subplot（322）;
plot（f,10*log10（abs（st1f）.^2/T））;
axis（[-55-4010]）;
单极性NRZ功率谱密度（dB/Hz）'
subplot（323）
plot（t,[st2（1:
length（t））]）;
单极性RZ波形'
subplot（324）
plot（f,10*log10（abs（st2f）.^2/T））;
单极性RZ功率谱密度（dB/Hz）'
subplot（325）
plot（t-5,[st3（1:
axis（[020-22]）;
双极性sinc波形'
xlabel（'
t/Ts'
subplot（326）
plot（f,10*log10（abs（st3f）.^2/T））;
sinc波形功率谱密度（dB/Hz）'
f*Ts'
函数sigexpand.m
function[out]=sigexpand（d,M）
%将输入的序列扩展成间隔为M-1个0的序列
N=length（d）;
out=zeros（M,N）;
out（1,:
）=d;
out=reshape（out,1,M*N）;
运行结果
5.2数字基带接收
数字基带信号的接收可以用如图5-3表示。
经过过滤后，输出信号
这里
因此，wk是一个均值为0、方差为
的高斯随机变量。
由式（5-4），得
因此，基带信号的接收可以等效成离散模型进行分析，正如式（5-7）所示，接收信号在k时刻的抽样值取决于当前输入的码元值、前后码元对其的干扰（码间干扰）和加性高斯干扰白噪声。
[例5-2]设二进制ishuzi基带信号
，其中
，
加性高斯白噪声的双边功率谱密度为N0/2=0。
（1）若接收滤波器的冲激响应函数h（t）=g（t），画出经过滤波器后的波形图。
，画出经过滤波器后的波形图。
解
%数字基带信号接收示意
N=100;
%每码元抽样点数
gt=ones（1,N_sample）;
%数字基带波形
d=sign（randn（1,N））;
%输入数字序列
a=sigexpand（d,N_sample）;
st=conv（a,gt）;
%数字基带信号
ht1=gt;
rt1=conv（st,ht1）;
ht2=2*sinc（2*（t-5）/Ts）;
rt2=conv（st,ht2）;
plot（t,st（1:
length（t）））;
输入双极性NRZ数字基带波形'
subplot（322）
stem（t,a）;
输入数字序列'
）
plot（t,[0rt1（1:
length（t）-1）]/8）;
方波滤波后输出'
dd=rt1（N_sample:
N_sample:
end）;
ddd=sigexpand（dd,N_sample）;
stem（t,ddd（1:
length（t））/8）;
方波滤波后抽样输出'
plot（t-5,[0rt2（1:
理想低通滤波后输出'
dd=rt2（N_sample-1:
ddd=sigexpand（dd,N_sample）;
stem（t-5,ddd（1:
title（'
理想低通滤波后抽样输出'
5.3.4基带信号眼图
在数字基带系统的接收端用示波器观察接收信号，将接收信号输入示波器的垂直放大器，同时调整示波器的水平扫描周期为码元间隔的整数倍，则示波器上显示的波形形如一只只“眼睛”，称为基带信号的眼图。
其实，基带信号的眼图形成原因是因为示波器的荧光显示屏光迹在信号小时候需要一段时间才能消失，因此显示在示波器上的是若干段的数字基带波形的叠加，呈现出眼图的形状。
[例5-5]设基带传输系统响应是=1的升余弦滚降系统，画出在接收端的基带数字信号波形及
其眼图。
%基带信号眼图示意，yt.m
N_sample=17;
eye_num=7;
alpha=1;
N_data=1000;
t=-3*Ts:
3*Ts;
%产生双极性数字信号
d=sign（randn（1,N_data））;
dd=sigexpand（d,N_sample）;
%基带系统冲击响应（升余弦）
ht=sinc（t/Ts）.*（cos（alpha*pi*t/Ts））./（1-4*alpha^2*t.^2/Ts^2+eps）;
st=conv（dd,ht）;
tt=-3*Ts:
（N_data+3）*N_sample*dt-dt;
figure
（1）;
subplot（2,1,1）
plot（tt,st）;
axis（[020-1.21.2]）;
基带信号'
subplot（2,1,2）;
%画眼图
ss=zeros（1,eye_num*N_sample）;
ttt=0:
eye_num*N_sample*dt-dt;
fork=3:
50
ss=st（k*N_sample+1:
（k+eye_num）*N_sample）;
drawnow;
plot（ttt,ss）;
holdon;
end
%plot（ttt,ss）;
基带信号眼图'
5.4部分响应系统
从图5-8可以看到，α越小，基带信号的带宽越小，但基带信号波形的衰减越慢；
反之，α越大，基带信号的带宽也越大，但基带信号波形的衰减却加快了。
由于升余弦滚降系统是抽样点无码间干扰，因此如果接收端能精确抽样，则码间干扰不存在。
但在实际系统中抽样时钟可能不很准确，因此如果基带信号波形衰减越快，对抽样时钟的精确度就越不敏感。
因此能不能找到一种方法使基带信号的带宽小，同时基带信号波形的衰减又快呢？
部分响应系统波形通过人为引入前后码元的干扰，实现上述目标。
通过发送时有意地在连续几个码元间引入码间干扰，且其与码元不产生码间干扰，在接收判决时，由于码间干扰的规律是已知的，因此可以在接收端消除响应的码间干扰，最终达到提高系统频带利用率的目的。
第一类部分响应是在相邻的两个码元间引入码间干扰。
由于理想低通系统的传递函数为
，其冲激响应为
，如果用h（t）以及h（t）的时延Ts的波形作为系统的冲激响应，那么它的系统带宽肯定限制在
，也就是说，系统的频带利用率为2bit/Hz。
接着来看系统的冲激响应函数g（t）
可以看到，这个系统的冲激响应函数衰减块，因此，相对于对定时精度的要求降低，它的系统响应为
可以看到，第一类部分响应系统并不满足抽样点无码间干扰的条件，其每个抽样点仅受前一个码元的影响，因此可以通过减去前一码元的干扰来确定当前抽样点值，从而正确判觉。
因此，第一类部分响应系统可以用图5-11所示框图表示。
[例5-7]产生一个{+1,-1}的二元随机序列，画出其第一类部分响应系统的基带信号及其眼图。
主程序
%部分响应信号眼图示意
N_sample=16;
eye_num=11;
t=-5*Ts:
5*Ts;
%部分响应系统冲击响应
ht=sinc（（t+eps）/Ts）./（1-（t+eps）./Ts）;
ht（6*N_sample+1）=1;
tt=-5*Ts:
（N_data+5）*N_sample*dt-dt;
subplot（211）;
axis（[020-33]）;
ylabel（'
部分响应基带信号'
subplot（212）
fork=5:
holdon;
部分响应信号眼图'
3.实验总结：
本次实验做了两个章节，数字基带和带通，这两章作为通信原理很重要的两部分内容，所涉及到得输入输出很好的演示了数字基带和带通，使我能够很好的了解其中的原理，这些特点又为进一步通信系统设计提供了基础。
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