MOS管缓启动电路分析文档格式.docx
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在电信工业和微波电路设计领域，普遍使用MOS管控制冲击电流的方达到电流缓启动的目的。
MOS管有导通阻抗Rds_on低和驱动简单的特点，在周围加上少量元器件就可以构成缓慢启动电路。
虽然电路比较简单，但只有吃透MOS管的相关开关特性后才能对这个电路有深入的理解。
本文首先从MOSFET的开通过程进行叙述：
尽管MOSFET在开关电源、电机控制等一些电子系统中得到广泛的应用，但是许多电子工程师并没有十分清楚的理解MOSFET开关过程，以及MOSFET在开关过程中所处的状态
一般来说，电子工程师通常基于栅极电荷理解MOSFET的开通的过程，如图1所示
此图在MOSFET数据表中可以查到
图1AOT460栅极电荷特性
MOSFET的D和S极加电压为VDD，当驱动开通脉冲加到MOSFET的G和S极时，输入电容Ciss充电，G和S极电压Vgs线性上升并到达门槛电压VGS（th），Vgs上升到VGS（th）之前漏极电流Id≈0A，没有漏极电流流过，Vds的电压保持VDD不变
当Vgs到达VGS（th）时，漏极开始流过电流Id，然后Vgs继续上升，Id也逐渐上升，Vds仍然保持VDD
当Vgs到达米勒平台电压VGS（pl）时，Id也上升到负载电流最大值ID，Vds的电压开始从VDD下降
米勒平台期间，Id电流维持ID，Vds电压不断降低
米勒平台结束时刻，Id电流仍然维持ID，Vds电压降低到一个较低的值
米勒平台结束后，Id电流仍然维持ID，Vds电压继续降低，但此时降低的斜率很小，因此降低的幅度也很小，最后稳定在Vds=Id×
Rds（on）
因此通常可以认为米勒平台结束后MOSFET基本上已经导通
对于上述的过程，理解难点在于为什么在米勒平台区，Vgs的电压恒定？
驱动电路仍然对栅极提供驱动电流，仍然对栅极电容充电，为什么栅极的电压不上升？
而且栅极电荷特性对于形象的理解MOSFET的开通过程并不直观
因此，下面将基于漏极导通特性理解MOSFET开通过程
MOSFET的漏极导通特性与开关过程
MOSFET的漏极导通特性如图2所示
MOSFET与三极管一样，当MOSFET应用于放大电路时，通常要使用此曲线研究其放大特性
只是三极管使用的基极电流、集电极电流和放大倍数，而MOSFET使用栅极电压、漏极电流和跨导
图2AOT460的漏极导通特性
三极管有三个工作区：
截止区、放大区和饱和区，MOSFET对应是关断区、恒流区和可变电阻区
注意：
MOSFET恒流区有时也称饱和区或放大区
当驱动开通脉冲加到MOSFET的G和S极时，Vgs的电压逐渐升高时，MOSFET的开通轨迹A-B-C-D如图3中的路线所示
图3AOT460的开通轨迹
开通前，MOSFET起始工作点位于图3的右下角A点，AOT460的VDD电压为48V，Vgs的电压逐渐升高，Id电流为0，Vgs的电压达到VGS（th），Id电流从0开始逐渐增大
A-B就是Vgs的电压从VGS（th）增加到VGS（pl）的过程
从A到B点的过程中，可以非常直观的发现，此过程工作于MOSFET的恒流区，也就是Vgs电压和Id电流自动找平衡的过程，即Vgs电压的变化伴随着Id电流相应的变化，其变化关系就是MOSFET的跨导：
Gfs=Id/Vgs，跨导可以在MOSFET数据表中查到
当Id电流达到负载的最大允许电流ID时，此时对应的栅级电压Vgs（pl）=Id/gFS
由于此时Id电流恒定，因此栅极Vgs电压也恒定不变，见图3中的B-C，此时MOSFET处于相对稳定的恒流区，工作于放大器的状态
开通前，Vgd的电压为Vgs-Vds，为负压，进入米勒平台，Vgd的负电压绝对值不断下降，过0后转为正电压
驱动电路的电流绝大部分流过CGD，以扫除米勒电容的电荷，因此栅极的电压基本维持不变
Vds电压降低到很低的值后，米勒电容的电荷基本上被扫除，即图3中的C点，于是，栅极的电压在驱动电流的充电下又开始升高，如图3中的C-D，使MOSFET进一步完全导通
C-D为可变电阻区，相应的Vgs电压对应着一定的Vds电压
Vgs电压达到最大值，Vds电压达到最小值，由于Id电流为ID恒定，因此Vds的电压即为ID和MOSFET的导通电阻的乘积
基于MOSFET的漏极导通特性曲线可以直观的理解MOSFET开通时，跨越关断区、恒流区和可变电阻区的过程
米勒平台即为恒流区，MOSFET工作于放大状态，Id电流为Vgs电压和跨导乘积
电路原理详细说明：
MOS管是电压控制器件，其极间电容等效电路如图4所示。
图4.带外接电容C2的N型MOS管极间电容等效电路
MOS管的极间电容栅漏电容Cgd、栅源电容Cgs、漏源电容Cds可以由以下公式确定：
公式中MOS管的反馈电容Crss,输入电容Ciss和输出电容Coss的数值在MOS管的手册上可以查到。
电容充放电快慢决定MOS管开通和关断的快慢，Vgs首先给Cgs充电，随着Vgs的上升，使得MOS管从截止区进入可变电阻区。
进入可变电阻区后，Ids电流增大，但是Vds电压不变。
随着Vgs的持续增大，MOS管进入米勒平台区，在米勒平台区，Vgs维持不变，电荷都给Cgd充电，Ids不变，Vds持续降低。
在米勒平台后期，MOS管Vds非常小，MOS进入了饱和导通期。
为确保MOS管状态间转换是线性的和可预知的，外接电容C2并联在Cgd上，如果外接电容C2比MOS管内部栅漏电容Cgd大很多，就会减小MOS管内部非线性栅漏电容Cgd在状态间转换时的作用，另外可以达到增大米勒平台时间，减缓电压下降的速度的目的。
外接电容C2被用来作为积分器对MOS管的开关特性进行精确控制。
控制了漏极电压线性度就能精确控制冲击电流。
电路描述：
图5所示为基于MOS管的自启动有源冲击电流限制法电路。
MOS管Q1放在DC/DC电源模块的负电压输入端，在上电瞬间，DC/DC电源模块的第1脚电平和第4脚一样，然后控制电路按一定的速率将它降到负电压，电压下降的速度由时间常数C2*R2决定，这个斜率决定了最大冲击电流。
C2可以按以下公式选定：
R2由允许冲击电流决定：
其中Vmax为最大输入电压，Cload为C3和DC/DC电源模块内部电容的总和，Iinrush为允许冲击电流的幅度。
图5有源冲击电流限制法电路
D1是一个稳压二极管，用来限制MOS管Q1的栅源电压。
元器件R1，C1和D2用来保证MOS管Q1在刚上电时保持关断状态。
具体情况是：
上电后，MOS管的栅极电压要慢慢上升，当栅源电压Vgs高到一定程度后，二极管D2导通，这样所有的电荷都给电容C1以时间常数R1×
C1充电，栅源电压Vgs以相同的速度上升，直到MOS管Q1导通产生冲击电流。
以下是计算C1和R1的公式：
其中Vth为MOS管Q1的最小门槛电压，VD2为二极管D2的正向导通压降，Vplt为产生Iinrush冲击电流时的栅源电压。
Vplt可以在MOS管供应商所提供的产品资料里找到。
MOS管选择
以下参数对于有源冲击电流限制电路的MOS管选择非常重要：
l漏极击穿电压Vds
必须选择Vds比最大输入电压Vmax和最大输入瞬态电压还要高的MOS管，对于通讯系统中用的MOS管，一般选择Vds≥100V。
l栅源电压Vgs
稳压管D1是用来保护MOS管Q1的栅极以防止其过压击穿，显然MOS管Q1的栅源电压Vgs必须高于稳压管D1的最大反向击穿电压。
一般MOS管的栅源电压Vgs为20V，推荐12V的稳压二极管。
l导通电阻Rds_on.
MOS管必须能够耗散导通电阻Rds_on所引起的热量，热耗计算公式为：
其中Idc为DC/DC电源的最大输入电流，Idc由以下公式确定：
其中Pout为DC/DC电源的最大输出功率，Vmin为最小输入电压，η为DC/DC电源在输入电压为Vmin输出功率为Pout时的效率。
η可以在DC/DC电源供应商所提供的数据手册里查到。
MOS管的Rds_on必须很小，它所引起的压降和输入电压相比才可以忽略。
图6.有源冲击电流限制电路在75V输入，DC/DC输出空载时的波形
设计举例
已知：
Vmax=72V
Iinrush=3A
选择MOS管Q1为IRF540S
选择二极管D2为BAS21
按公式（4）计算：
C2>
>
1700pF。
选择C2=0.01μF;
按公式（5）计算：
R2=252.5kW。
选择R2=240kW，选择R3=270W<
<
R2;
按公式（7）计算：
C1=0.75μF。
选择C1=1μF;
按公式（8）计算：
R1=499.5W。
选择R1=1kW
图6所示为图5电路的实测波形，其中DC/DC电源输出为空载。
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