双闭环调速系统ASR和ACR结构及参数设计要点.docx
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双闭环调速系统ASR和ACR结构及参数设计要点
第一章.绪论1
1.1双闭环调速系统介绍错误！
未定义书签。
1.2双闭环调速系统的实际动态结构框图1
1.3设计原则2
1.4工程设计方法2
第二章.电流调节器的设计2.
2.1确定时间常数2.
2.2选择电流调节器结构4.
2.3计算电流调节器的参数.5.
2.4校验近似条件5
2.5计算调节器电阻和电容.6.
第三章.转速调节器的设计7
3.1电流环的等效闭环传递函数7
3.2转速环结构的化简和转速调节器结构的选择8
3.3转速调节器的参数的计算11
3.4校验12
3.5计算调节器电阻和电容12
3.6校核转速超调量13
第四章.转速调节器退饱和时转速超调量的计算13
第五章.总结16
5.1遇到的问题16
5.2学习收获16
第六章.参考书目17
双闭环调速系统ASR和ACR结构及参数设计
第一章
1.1双闭环调速系统介绍转速、电流双闭环控制的直流调速系统是应用最广、性能很好的直流调速系统。
采用转速负反馈和PI调节器的单闭环直流调速系统可以在保证系统稳定的前提下实现转速无静差。
但是，如果对系统的动态性能要求较高，例如：
要求快速起制动，突加负载动态速降小等等，单闭环系统就难以满足需要。
这是因为在单闭环系统中不能随心所欲地控制电流和转矩的动态过程。
在单闭环直流调速系统中，电流截止负反馈环节是专门用来控制电流的，但它只能在超过临界电流值Ider以后，靠强烈的负反馈作用限制电流的冲击，并不能很理想地控制电流的动态波形。
为了实现在允许条件下的最快起动，关键是要获得一段使电流保持为最大值Idm的恒流过程。
按照反馈控制规律，采用某个物理量的负反馈就可以保持该量基本不变，那么，采用电流负反馈应该能够得到近似的恒流过程。
为了实现转速和电流两种负反馈分别起作用，可在系统中设置两个调节器，分别调节转速和电流，即分别引入转速负反馈和电流负反馈。
1.2双闭环调速系统的实际动态结构框图
图1-1双闭环调速系统的动态结构框图
双闭环调速系统的实际动态结构框图如图1-1。
由于电流检测信号中常含有交流分量，为了不使它影响到调节器的输入，需要加低通滤波。
这样的滤波环节传递函数可用一阶惯性环节来表示，其滤波时间常数Toi按需要选定，以滤平电流检测信号为准。
然而,在抑制交流分量的同时，滤波环节也延迟了反馈信号的作用，为了平衡这个延迟作用，在给定信号通道上加入一个同等时间常数的惯性环节，称作给定滤波环节。
其意义是让给定信号和反馈信号经过相同的延时，使得二者在时间上恰好的配合。
由测速发电机得到的转速反馈电压含有换向纹波，因此也需要滤波，滤波时间常数用T°n表示。
根据和电流环一样的道理，在转速给定通道上也加入时间常数T°n的给定滤
波环节。
1.3设计原则
本次课程设计为应用工程设计方法来设计转速、电流双闭环调速系统的两个调节器。
按照设计多环控制系统先内环后外环的一般原则，从内环开始，逐步向外扩展。
在双闭环系统中，应该首先设计电流调节器，然后把整个电流环看作是转速系统中的一个环节，再设计转速调节器。
首先考虑应把电流环校正成哪一类典型系统。
从稳态要求上看，希望电流无静差，以得到理想的堵转特性，所以采用I型系统就够了。
再从动态上看，实际系统不允许电枢电流在突加控制作用下时有太大的超调，以保证电流在动态过程不超过允许值，而对电网电压波动的及时抗扰作用只是次要的因素。
因而电流环应以跟随性能为主，即应选择典型I型系统。
对于转速环，由于要求满足系统抗干扰性能好、转速无静差，并且系统结构决定将转速环校正成典型U系统。
1.4工程设计方法
大多数现代的电力拖动自动控制系统均可由低阶系统近似。
将实际系统校正或简化成典型系统的形式再与图表对照，设计过程就简便多了。
调节器的设计一般分为两步：
1.选择调节器结构，使系统典型化并满足稳定和稳态精度。
2.设计调节器的参数，以满足动态性能指标的要求。
这样做，就把稳、准、快和抗干扰之间相互交叉的矛盾分成两步来解决。
第一步，先解决主要矛盾，即动态稳定性和稳态精度，然后在第二步中再进一步满足其他动态性能指标。
第二章.电流调节器的设计
2.1确定时间常数
在图2-1点划线框的电流环中，反电动势与电流反馈的作用相互交叉，这将给设计工作带来麻烦。
实际上，反电动势与转速成正比，它代表转速对电流环的影响。
在一般情况下，系统的电磁时间常数T远小于机电时间常数Tm，因此，转速的变化往往比电流变化慢得多，对电流环来说，反电动势是一个变化较慢的扰动，在电流的瞬变过程中，可以认为反电动势基本不变，即AE:
0，这样，在按动态性能设计电流环时，可以暂不考虑反电动势变化的动态影响，得到的电流环的近似结构框图如图2-1。
ToiS1
图2-1忽略反电动势的动态影响
如果把给定滤波和反馈滤波两个环节都等效地移到环内，同时把给定信号改成Ui（s）/■-，则电流环便等效成单位负反馈系统，如图2-2。
图2-2等效成单位负反馈系统
1）整流装置滞后时间常数Ts.。
按表2-1，三相桥式电路的平均失控时间Ts二0.0017s
表2-1各种整流电路的失控时间
整流电路形式
最大失控时间Tsmax/mS
平均失控时间Ts/ms
单相半波
20
10
单相桥式（全波）
10
5
三相半波
6.67
3.33
三相桥式、六相半波
3.33
1.67
2）电流滤波时间常数Toi。
三相桥式电路每个波头的时间是3.3ms,为了基本滤平波头，应有（1~2）To=3.3ms,因此取Toi=2ms=0.002s，
3）电流环小时间常数之和T®。
按小时间常数近似处理，取T^^TsToi=0.0037s=则电流环结构框图最终简化成图2-3。
U「（s）
图2-3小惯性环节近似处理
2.2选择电流调节器结构
图2-3表明，电流环的控制对象是双惯性的，要校正成典型I型系统，显然应采用型的调节器，其传递函数可以写成
WACR（S）-
心（21）
iS
式中Ki
电流调节器的比例系数
电流调节器的超前时间常数
为了让调节器零点与控制对象的大时间常数极点对消，选择
xi=T
2-4所以的典型形式，其中
KiK/1
iR一20
则电流环的动态结构框图便成为图
PI
（2-1）
（2-2）
（2-3）
u*（s）
Id（s）
Ki
—h常k
S（qs+1）
Ki
图2-4校正成典型I型系统电流环动态结构框图
图2-5绘出了校正后电流环的开环对数幅频特性.
图2-5校正成典型I型系统电流环开环对数幅频特性
2.3计算电流调节器的参数
表2-2典型I型系统动态跟随性能指标和频域指标与参数的关系
参数关系KT
0.25
0.39
0.50
0.69
1.0
阻尼比匕
1.0
0.8
0.707
0.6
0.5
超调量
0%
1.5%
4.3%
9.5%
16.3%
上升时间tr
O0
6.6T
4.7T
3.3T
2.4T
峰值时间tp
□0
8.3T
6.2T
4.7T
3.6T
相角稳定裕度'<
76.3=
69.9=
65.5=
59.2=
51.8=
截止频率国c
0.243/T
0.367/T
0.455/T
0.596/T
0.786/T
由式2-1可以看出，电流调节器的参数是Ki和-i，其中-i（电流调节器超前时间常数）
=TI=0.031,待定的只有比例系数Ki,可根据所需的动态性能指标选取。
设计要求电流超调量G岂5%,由表2-2,可选.=0.707,心口=0.5,且已知
Tf-T；Toi=0.0017+0.002=0.0037s，因此，
电流环开环增益：
双闭环调速系统在稳态工作中，当两个调节器都不饱和时。
各变量之间的关系:
dm
已知两个调节器的输入和输出最大值都是10V，额定转速nN=375r/min，额定电流
=760A，过载倍数'=1.5，贝
转速反馈系数：
:
=U^100.027V*min/r
nN375
电流反馈系数：
100.0088//A
ZIN1.5x760
由式（2-2）和（2-3）,且已知T=0.031s,R=0.14Q,Ks=75,则
电流调节器的比例系数：
Ki二TR°.°31°140.8886
2Ks：
T、i2750.00880.0037
表2-3典型I型系统动态抗扰性能指标与参数的关系
T1T
m=—=—
T2T2
1
5
1
10
1
20
1
30
比Cmax心00%
Cb
55.5%
33.2%
18.5%
12.9%
tm/T
2.8
3.4
3.8
4.0
tv/T
14.7
21.7
28.7
30.4
电流截止频率：
「ci-K|=135.1s'
2）晶闸管整流装置传递函数的近似条件
11丄
196.1s、门ci
3Ts30.0017
满足近似条件。
3）忽略反电动势变化对电流环动态影响的条件，已知Tm=0.112s
满足近似条件。
4）电流环小时间常数近似处理条件
二1：
.1180.8s*匕
3；0.00170.002
满足近似条件。
2.5计算调节器电阻和电容
含给定滤波和反馈滤波的模拟式PI型电流调节器原理图如图2-6,图中U「为电流给定电压，-讥为电流反馈电压，调节器的输出就是电力电子变换器的控制电压Uco
根据运算放大器的电路原理，且已知&=40k「,可以容易地导出：
k^R0
R=KjR0=0.8886汉4O=35.544K0，取35kQ
i二RCi
Cii=Ti0.0313=8.85710‘F=0.8857uF，取0.886uF
RR35103
1
ToiR0Coi
4
Coi=4D=40.023=210'F=2uF，取2uF
CR040103
pr
按照上述参数：
R=35K「,Ci=0.886uF,6=2uF，电流环可以达到的动态跟随性能指标为J=4.3%c5%（见下表2-4）,满足以上要求。
表2-4典型I型系统动态跟随性能指标和频域指标与参数的关系
参数关系KT
0.25
0.39
0.50
0.69
1.0
阻尼比匕
1.0
0.8
0.707
0.6
0.5
超调量口
0%
1.5%
4.3%
9.5%
16.3%
上升时间tr
QO
6.6T
4.7T
3.3T
2.4T
峰值时间tp
QO
8.3T
6.2T
4.7T
3.6T
相角稳定裕度V
76.3：
69.9：
65.5：
59.2：
51.8：
截止频率国c
0.243/T
0.367/T
0.455/T
0.596/T
0.786/T
第三章.转速调节器的设计
3.1电流环的等效闭环传递函数
电流环经化简后可视作转速环中的一个环节，为此需要求出它的闭环传递函数
WCii（s），由图3-1可知：
ur（s）
图3-1校正成典型I型系统电流环动态结构框图
忽略高此项，WCii（s）可降阶近似为:
1
Wc"（s）：
[（3-2）
s+1
Ki
接入转速环内，
为：
电流环等效环节的输入量应为Ui（s），因此电流环在转速环中应等效
这样，原来是双惯性环节的电流环控制对象，经闭环控制后，可以近似地等效成只有较小时间常数1Ki的一阶惯性环节。
这表明，电流的闭环控制改造了控制对象，加快了电流的跟随作用。
3.2转速环结构的化简和转速调节器结构的选择
用电流环的等效环节代替图3-2中的电流环后，整个转速控制系统的动态结构框图如图3-3所示。
电流环
a
TonS'I
图3-2双闭环调速系统的动态结构框图
a
TonS1
图3-3用等效环节代替电流环
和电流环中一样，把转速给定滤波和反馈滤波环节移到环内，同时将给定信号改成
Un（s）八，再把时间常数1/Ki和Ton的两个小惯性环节合并起来，近似成一个时间常数为
1
T可的惯性环节，其中T帀二-Ton，则转速环结构框图可化简成图3-4。
--Ki
+
a40-t-
ASR
■
a/P
Id（s）J
[k
R
n（s）
Ty
■
Th
CeTmS
图3-4等效成单位负反馈和小惯性的近似处理
为了实现转速无静差，在负载扰动作用点前必须有一个积分环节，它应该包含在转
速调节器中。
现在扰动作用点后面已经有了一个积分环节，因此转速环开环传递函数应共有两个积分环节，所以应该设计成典型U系统，这样的系统同时也能满足动态抗扰性能好的要求。
至于其阶跃响应超调量较大，那么线性系统的计算数据，实际系统中转速调节器的饱和非线性性质会使超调量大大降低。
由此可见ASR也应该采用PI调节器，其传递函数为：
式中Kn转速调节器的比例系数
Un（S）
k
心（啼+1）
n（S）
2
s（T手+1）
图3-5校正后成为典型n系统
这样，调速系统的开环传递函数为:
则：
在典型n系统的开环传递函数中，时间常数T是控制对象固定的，待定的参数有K和•。
为了分析方便，引入一个新的变量h，令
（3-7）
L/dB
-40dB/dec
—20dB/dec
Knp9-
1
T
-40dB/dec
h
-■/s'
图3-6典型n系统的开环对数幅频特性和中频宽
由图可见，h是斜率为-20dB/dec的中频段的宽度，称作中频宽。
由于中频段的状态对控制系统的动态品质器决定性的作用，因此h是一个很重要的参数。
在一般情况下，」=1点处在-40dB/dec特性段，由图3-4可以看出
20lgK=40（lgi-Igl）20（lg匕-lgi）=20lgic
因此K=it（3-8）
在工程设计中，如果两个参数都任意选择，工作量显然很大，为此采用振荡指标法”中的闭环幅频特性峰值Mr最小准则，可以找到h和「c两个参数之间的一种最佳配合。
这一准则表明，对于一定的h值，只有一个确定的c（或K）可以得到最小的闭环幅频特性峰值Mrmin，这时「c和’h，「2之间的关系是
22h
ch1
c_h1
-'12
因而有
2-c2hcch1h1
以上两式称作Mrmin准则的最佳频比”
1111
'c（，1'2）（）
22IT
确定h之后根据式（3-7）和式（3-11）即可分别求得•和「c。
根据（3-8）和（3-11）可得
、,2h+1,1、2h+1h+1
K州，c=势1（）22
2hT22hT由式（3-12）可知转速环开环增益Kn为
Kn2h峯
（3-9）
（3-10）
（3-11）
（3-12）
（3-13）
因此
3.5计算调节器电阻和电容
图3-7含给定滤波与反馈滤波的PI型转速调节器
根据图3-7,已知R,=40k「，贝U
Kn=理=Rn=KnRo=10.39404K5.6取Rn=415K'1
Ro
to137
n=RCn二Cnn3=3.30110^F=0.3301uF，取Cn=0.33uF
Rn415103
14T4汇0026卄
Ton=4fCon=：
Con~210F~2uF，取Con=2uF
3.6校核转速超调量
表3-1典型n系统阶跃输入跟随性能指标（按mrmin准则确定参数关系）
h
3
4
5
6
7
8
9
10
a
52.6%
43.6%
37.6%
33.2%
29.8%
27.2%
25.0%
23.3%
tr/T
2.40
2.65
2.85
3.0
3.1
3.2
3.3
3.35
ts/T
12.15
11.65
9.55
10.45
11.30
12.25
13.25
14.20
k
3
2
2
1
1
1
1
1
当h=5时，由表3-1,二=37.6%，不能满足设计要求。
实际上，由于表3-1是按线性系统计算的，而突加阶跃给定时，ASR饱和，不符合线性系统的前提，应该按ASR退饱
和的情况重新计算超调量
第四章.转速调节器退饱和时转速超调量的计算
计算退饱和超调量时，起动过程可按分段线性化的方法来处理。
当ASR饱和时，相
当于转速环开环，电流环输入恒定电压Um，如果忽略电流环短暂的跟随过程，其输出量也基本上是恒定值Idm，因而电动机基本上按恒加速度起动，其加速度为
这个加速过程一直延续到t2时刻n=n”时为止。
取式（4-1）的积分，得
（4-2）
CeTmn
（Idm-1dL）R
2hRT箱
考虑到Kn=（I1）]CeTm和Un八，Um二"dm，则
ASR退饱和后，转速环恢复到线性范围内运行，系统的结构框图见图4-1。
描述系统
的微分方程和前面分析线性系统的跟随性能时相同，只是初始条件不同了。
分析线性系统跟随性时，初始条件为
n（0）=0，Id（0）=0
讨论退饱和超调时，饱和阶段的终了状态就是退饱和阶段的初始状态，只是把时间坐标零点从t=0移到t“2时刻即可。
因此，退饱和的初始条件是
n（0）=n，ld（0）=ldm
由于初始条件发生了变化，尽管两种情况的动态结构框图和微分方程完全一样，过渡过程还是不同的。
因此，退饱和超调量并不等于典型U系统跟随性能指标中的超调量。
当ASR选用PI调节器时，图4-3所示的调速系统结构框图可以绘成图4-1。
由于感兴趣的是在稳态转速n"以上的超调部分，即只考虑=n=n-n”，可以把初始条件转化为
n（0）=n，Id（0）=Idm°
由于图4-2的给定信号为零，可以不画，而把，n的反馈作用反馈到主通道第一个环节的输出量上，得到图4-3。
为了保持图4-3和图4-2各量间的加减关系不变，图4-3中的Id和IdL的+、-号相应的变化。
图4-1调速系统的等效动态结构框图以转速n为输出量
-ldL（S）
0+
為—也n（s）
CtKn（®S+1）
Id（s）&
也ld（s）
rr
△n（s）
氏nS（Es+1）
）*
Ce^ms
图4-2调速系统的等效动态结构框图以转速超调值「汕为输出量
一1dL（s）
图4-3调速系统的等效动态结构框图图4-2的等效变化
可以把退饱和超调看作是在Id“dm的负载下以n二n"稳定运行，在t=t2时刻负载由Idm减小到IdL，转速产生一个动态速升与恢复的过程。
可利用表4-1给出的典型U系统抗扰性能指标来计算退饱和超调量，只要注意「汕的基准值即可。
表4-1典型n系统动态抗扰性能指标与参数的关系
h
3
4
5
6
7
8
9
10
ACmax/Cb
72.2%
77.5%
81.2%
84.0%
86.3%
88.1%
89.6%
90.8%
tm/T
2.45
2.70
2.85
3.00
3.15
3.25
3.30
3.40
tv/T
13.60
10.45
8.80
12.95
16.85
19.80
22.80
25.85
在典型U系统抗扰性能指标中，C的基准值的为
Cb=2FK2T（4-4）
可知K2',T寸吊,F=Idm—IdL
CeTm-
所以n的基准应是
九2RTn（IdmTdL）//a
nbn（4-5）
CeTm
令'表示电机允许的过载倍数，即Idm「IdN,Z表示负载系数，IdL=ZJn,厶门“为调速
系统开环机械的额定稳态速降，Ann=站，代入（4-5）,可得
Ce
nb=2（，-z）讥辛（4-6）
作为转速的超调量6，其基准值应该是n”，因此退饱和超调量可以由表4-1列出的ACmax/Cb数据经基准值换算后求得，即
'Cmax'nb'Cmax'nNT^n
6=（—）—2（—）（’-z）厂•-（4-7）
CbnCbnTm
设理想空载起动时z=0，已知电机允许的过载倍数■=1.5，R=0.14「，ldN=760A，nN=375r/min，Ce=1.82V•min/r，Tm=0.112s，T"=0.0274s。
当h=5，由表4-2查得Hmax/Cb=81.2%，
表4-2典型n系统动态抗扰性能指标与参数的关系
h
3
4
5
6
7
8
9
10
比Cmax/Cb
72.2%
77.5%
81.2%
84.0%
86.3%
88.1%
89.6%
90.8%
tm/T
2.45
2.70
2.85
3.00
3.15
3.25
3.30
3.40
tv/T
13.60
10.45
8.80
12.95
16.85
19.80
22.80
25.85
将数据代入式（4-7），可得
760汇0.14
18200274
二n=281.2%1.5一1.829.29%
3750.112
能满足超调量5乞10%勺要求。
第五章.总结
5.1遇到的主要问题
1）各环节的节机构图化简
由于采用双闭环调速系统，系统的动态结构图较长，电流调节器和转速调节器的参数不容易确定。
为了便于计算，在参数确定过程中，先内环后外环，即首先设计电流调节器，然后把整个电流环节作为转速系统中的一个环节，再设计转速调节器。
在设计电流调节器和转速调节器的过程中，根据题目要求，将电流环矫正成I型系统，将转速换矫
正成典型n型系统。
在系统设计中中，将系统中的一组小惯性环节，近似的看成一个小惯性环节，从而大大简化了计算。
2）相关参数的选取
在电流调节器的参数计算过程中，待定参数只有Ki,通过查表和简单计算就可以求得
Kio但是，在转速调节器参数的确定中，待确定的参数有K和t。
在工程设计中，如果
两个参数都任意选择，工作量是很大的，通过采用“振荡指标法”中的闭环幅频特性峰值Mr最小准则，
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